556_Sovremennye_problemy_telekommunikatsij_2014_

при n=2 , С=0,01мкФ, частоте коммутации 150 кГц и входном напряжении 5В отношение UВЫХ /UВХ =1,7. Существуют различные схемные решения конденсаторных преобразователей: удвоители, умножители, делители, ампер и вольтдобавки, БПН. Выбор наиболее оптимального решения производится согласно конкретных условий использования и требований технического задания.

ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ЭФФЕКТА САМОРАССЕЯНИЯ В РАДИОСВЯЗИ И РАДИОЛОКАЦИИ

Сивоконь В.П., Сединин В.И. ИКИР ДВО РАН, СибГУТИ, Новосибирск

Одной из задач экспериментов по активному воздействию на ионосферу является изучение искусственной ионосферной турбулентности. Инструментом исследования таких явлений, как правило, выступает ракурсное рассеяние, основанное на рассеянии пробных коротковолновых сигналов радиовещательных или специальных передатчиков. Часть нагревной волны рассеивается на неоднородностях ионосферы. Эти неоднородности могут создаваться, в том числе и нагревной волной. Как правило, такие неоднородности являются магнитоориентированными, т.е. вытянутыми вдоль силовых линий магнитного поля Земли.

Для оценки пространственных характеристик рассеянной компоненты, как правило, используются их поперечные размеры, а продольные в расчёт не принимаются. Вместе с тем, известна работа BookerH.G. «A theory of scattering by nonisotropieir regularities with application to radar reflections from the aurora» в

которойдля оценки удельного сечения обратного рассеяния магнитоориентированных неоднородностей используется выражение

Если использовать это выражение, то удельное сечение обратного рассеяния зависит, в том числе, и от продольных размеров неоднородности.

В принципе, возможно изменение продольных размеров неоднородности, что даёт возможность формировать, по американской терминологии «ионосферное зеркало», которое можно использовать в целях радиосвязи и радиолокации.

201

ПАРАМЕТРИЗАЦИЯ МИКРОСХЕМ С УЧЕТОМ ТОПОЛОГИИ

Сединин В.И., Рогулин Л.Ю. СибГУТИ, Новосибирск

e-mail: [e-mail], тел.: [phone]

Традиционно верификация динамических параметров микросхем с учётом технологических разбросов при выполнении топологии выполняется на заключительном этапе проектирования. В разработанной САПР физические характеристики учитываются на более ранних этапах. Оценка параметров синтезированных схем и проверка их работоспособности выполняется анализом функциональных и логических схем посредством программ моделирования, которые ориентированы на системный, регистровый или логический уровни. Математическое обеспечение для схемотехнического анализа включает в себя формирование систем обыкновенных дифференциальных уравнений и методы численного интегрирования, которые составляются на основе моделей КМОП структур с учётом особенностей топологии. Выбор оптимальных моделей проводился в соответствии с вольт-амперными характеристиками КМОПструктур разных топологий. Пределы варьирования геометрических размеров определялись спецификой технологии производства. Были рассмотрены различные топологии КМОП-структур: линейной конфигурации затвора, длинно-канального транзистора с конфигурацией затвора типа «Зигзаг», паразитный транзистор по полевому оксиду и др. Предложенные модели различных конфигураций КМОП-структур позволяют провести параметризацию интегральных микросхем (ИМС) преобразователей напряжения с целью минимизации площади, занимаемой на кристалле, улучшения технических характеристик и повышения надежности ИМС.

Предложенный способ параметризации элементов ИМС преобразователей основан на использовании базовых моделей пакета OrCAD, варьируемыми параметрами которых являются схемотехнические и конструкторские компоненты, соответствующие реальным тестируемым структурам. Использование базовых моделей позволяет учесть не только электрические, но и тепловые режимы работы, что обеспечит надёжное функционирование ИМС. Для реализации этого способа разработан программный блок, написанный на языке Си. Перед началом параметризации сценарий, управляющий тестовой схемой, настраивает рабочую среду САПР, подключая необходимую библиотеку, и задаёт начальные значения параметров, выполняется поиск альтернативных решений в соответствие с функцией цели, которая включает критерии оценки качества преобразования электрической энергии и надёжности. При синтезе ИМС на этапе схемотехнического проектирования проводится структурно – параметрическая оптимизация, где при подключении библиотеки МОП транзисторов выполняется минимизация целевой функции, которая включает пороговое напряжение, длину (ширину) канала и

202

коэффициент лавинного умножения p- и n- затворов. Результаты структурнопараметрической оптимизации представлены в виде трехмерных гистограмм.

АВТОМАТИЗИРОВАННОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСТРОЙСТВ ЗАЩИТЫ В СРЕДЕ OrCAD

Саламонов А.Е., Рогулина Л.Г. СибГУТИ, Новосибирск

e-mail: [e-mail], тел.: [phone]

Существующие устройства защиты от перегрузок по току и напряжению драйверов управления светодиодами имеют большие потери на пассивных элементах, низкую надежность из-за режима короткого замыкания во время открытого состояния транзистора в цепи защиты, что может привести к выходу его из строя. Разработанное устройство защиты позволяет не только повысить надежность и снизить потери, а также улучшить динамические показатели, такие как уровень перенапряжения и интервал переходного процесса при деструктивных воздействиях и в моменты подключения светодиодов. Разработанное излучающее устройство содержит преобразователь электрической энергии с выпрямителем и емкостным сглаживающим фильтром, стабилизатор напряжения и блок защиты с параллельным силовым ключом и катушкой индуктивности, соединенные последовательно и параллельно-последовательные цепочки излучающих элементов. По сравнению с существующими схемотехническими решениями разработанное устройство содержит силовой ключ с катушкой индуктивности, которые подключены последовательно ко всем светоизлучающим элементам, а алгоритм управления обеспечивает защиту устройства от всех деструктивных воздействий, что исключает необходимость установки блока защиты и ограничителей тока во всех параллельных ветвях светоизлучающих элементов. Алгоритм управления силовым ключом заключается в том, что на интервале включения ограничивается максимальный коэффициент заполнения импульсов на уровне 0,5, а после выхода на установившийся режим работы сигнал управления формируется методом широтно-импульсной модуляции.

Проверка функционирования устройства двухпозиционного регулирования освещением проведена посредством имитационного моделирования в среде OrCAD и макетных испытаний. Результаты исследований показали, что фиксированное значение коэффициента заполнения на уровне 0,5 приводит к более плавному изменению тока светодиодов на интервале включения, что снижает уровень перенапряжений и бросков тока, уменьшает время переходного процесса и исключает необходимость параллельного подключения ограничителей (резисторов или варисторов). Последнее приводит к повышению надежности и КПД. Кроме того, предлагаемое устройство имеет высокое быстродействие, определяемое быстродействием современных цифровых микросхем.

203

РАЗРАБОТКА АЛГОРИТМА ПРИНЯТИЯ РЕШЕНИЙ ПРИ ОПТИМИЗАЦИИ

ДОРОЖНОГО ДВИЖЕНИЯ

Шпилева А.С. СибГУТИ, Новосибирск

Внастоящее время наблюдается большое увеличение автомобильного парка в нашей стране, особенно в крупных городах, каким является Новосибирск. Сосредоточение основной массы транспортных средств в пределах городских территорий вызывает огромные трудности в организации дорожного движения и обеспечении его безопасности. Пробки, заторы, отсутствие парковочных мест, увеличение дорожно-транспортных происшествий – вот основные последствия данного роста, с которыми сталкиваются водители и пешеходы сегодня. В связи с этим возникла проблема оптимизации дорожного движения на городских улицах.

Для решения данной проблемы, необходимо смоделировать транспортную сеть г. Новосибирска и определить пути оптимизации дорожного движения (изменение режима светофора, установка/ликвидация светофора, установка дополнительных информационных или запрещающих знаков, расширение дорожного полотна и др.).

Вдокладе представлены основные методы моделирования дорожного движения, методы оптимизации дорожного движения. Также исследована дорожно-транспортная обстановка г. Новосибирска.

Ключевым элементом доклада является представление моделирования транспортной сети г. Новосибирска с помощью программного обеспечения PTV Vision® VISSIM. Данный продукт обладает широкими возможностями, а также позволяет выполнять проекты в режиме трехмерной анимации. Области применения: оценка влияния типа пересечения дорог на пропускную способность; проектирование, тестирование и оценка влияния режима работы светофора на характер транспортного потока; оценка транспортной эффективности предложенных мероприятий; анализ управления дорожным движением на автострадах и городских улицах, контроль за направлениями движения как на отдельных полосах, так и на всей проезжей части дороги; детальная имитация движения каждого участника движения и др.

Также одним из вопросов является разработка приложения, позволяющего исследовать изменение транспортных потоков при изменении конструкции дорожных объектов.

Вконце доклада представлены основные выводы по оптимизации дорожного движения в г. Новосибирске, а также пути решения главных проблем (образования пробок, нехватки парковочных мест и пр.).

204

Секция 12

УСТРОЙСТВА ГЕНЕРИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ И ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

ДРОБНО-ИНТЕРВАЛЬНЫЙ КОРРЕКТОР

Абрамов С.С. СибГУТИ, Новосибирск

Дробно-интервальный корректор, благодаря применяемой в нем частоте дискретизации, способен осуществлять независимую регулировку спектра сигнала (по амплитуде и фазе) на обоих краях полосы, что существенно улучшает качество коррекции. По сравнению с T-интервальным, дробноинтервальный корректор обеспечивает эффективную компенсацию более сильных искажений характеристики задержки и в меньшей степени повышает уровень шума при коррекции амплитудных искажений. Для дробноинтервальных корректоров также характерна меньшая чувствительность к фазе дискретизации.

Сопоставление количественных показателей T- и T/2-интервальных корректоров для КАМ-систем показало [1], что:

T/2-интервальный корректор с тем же числом коэффициентов (соответствующим половине полного временного интервала) действует почти так же эффективно или лучше, чем T-интервальный корректор;

T/2-интервальный корректор не требует предварительного формирующего фильтра;

в каналах с сильными искажениями характеристики задержки у краев полосы T-интервальный корректор заметно уступает T/2-интервальному

(независимо от выбранного значения фазы дискретизации).

Алгоритм формирования коэффициентов корректора можно выбрать таким, что все отсчеты, кроме главного, суммарной импульсной характеристики канала и корректора, которые берутся с шагом T, будут обращаться в нуль. Такой алгоритм называют алгоритмом с форсированием нуля (ФН). Если число коэффициентов ФН корректора неограниченно возрастает, то получится корректор бесконечной длины, обеспечивающий полное подавление МСИ. Суммарная характеристика канала и корректора должна удовлетворять условию нулевой МСИ или первому критерию Найквиста:

C(f) H'(f) = 1, |f| 1/2T.

Это соотношение показывает, что корректор бесконечной длины с нулевой МСИ - просто обратный фильтр, который инвертирует наложенную частотную характеристику канала. ФН-корректор аппроксимирует такой обратный фильтр. На частотах, где наложенный спектр канала характеризуется сильным ослаблением сигнала, подобный обратный фильтр может чрезмерно повысить уровень шума, что нежелательно.

205

Литература:

1. Куреши Ш.У.Х. Адаптивная коррекция. ТИИЭР. Т. 73. 1985. № 9. С. 5-49.

ЛИНЕЙНЫЕ ТРАНСВЕРСАЛЬНЫЕ КОРРЕКТОРЫ

Абрамов С.С. СибГУТИ, Новосибирск

Среди множества используемых для коррекции устройств простейшим является трансверсальный корректор (ТК), который обычно реализуется в виде линии задержки с отводами или нерекурсивного устройства. Его структура представлена на рис. 1. В таком корректоре текущие и прошлые значения принятого сигнала линейно взвешиваются в соответствии с коэффициентами корректора (коэффициентами усиления отводов) и суммируются, образуя выходной сигнал. При цифровой реализации ТК отсчеты принятого сигнала, следующие с частотой дискретизации 1/D, вводятся в цифровой сдвиговый регистр (или запоминающее устройство), а выходные отсчеты корректора yk формируются в соответствии со следующим выражением:

где N = 2L + 1 - количество отводов в фильтре, cj - коэффициенты усиления отводов, xk-j(t) = x(kT - jD + t) - принимаемый сигнал в момент выборки kT - jD + t, yk(t) = y(kT + t) - выходной сигнал корректора в момент выборки kT + t, t - временное положение первого отсчета, D - задержка сигнала между двумя соседними отводами.

Рисунок - Линейный трансверсальный корректор

В зависимости от соотношения между D и T, различают T-интервальные (символьно-интервальные) корректоры (D = T) и дробно-интервальные корректоры (D = KT/M, где K и M - целые числа, причем M > K). На практике удобно выбирать D = T/M, где M - небольшое целое число, например 2.

T-интервальный корректор из-за наложения спектров при дискретизации не может осуществлять согласованную фильтрацию. В этом случае приемный фильтр в системе с линейной модуляцией должен состоять из последовательного соединения предварительного фильтра (например, фильтра, согласованного с сигналом, не искаженным каналом) и трансверсального корректора.

206

Литература:

1. Куреши Ш.У.Х. Адаптивная коррекция. ТИИЭР. Т. 73. 1985. № 9. С. 12-49.

УСИЛИТЕЛЬ КЛАССА «D» С НАГРУЗКОЙ В ЦЕПИ ДИОДА

Абрамова Е.С. СибГУТИ, Новосибирск

Генератор называется «Усилитель класса «D» с нагрузкой в цепи диода». В цепь питания выходной цепи включился дроссель с очень большой индуктивностью. В результате постоянный ток через транзистор оказался большим, а при изменении длительности импульса, который начинался сужаться, ток должен был уменьшаться, тогда ЭДС самоиндукции которая возникала на этом дросселе не позволяла изменяться току. В результате напряжение резко подскакивало, и таким образом возникал эффект автомодуляции. Т.е. в этом случае, напряжение на выходе менялось непосредственно не за счет длительности импульса, а наоборот, с противофазой с ним, за счет изменения напряжения источника питания. Причем, поскольку длительность импульса менялась по линейному закону, то напряжение, которое возникало на дросселе звуковом, было чисто синусоидальным, гармоническим (при усилении гармонического сигнала) Т.е. полностью повторял усиленный сигнал. Ну а поскольку это преобразователь повышающего типа, то напряжение источника питания не требовалось брать большим, за счет того что напряжение на дросселе добавлялось к нему и соответственно вычиталось. Казалось бы, все очень интересно. Но как оказалось в этом случае, в соответствии с этой характеристикой, среднее значение напряжения все равно менялось, правда, в небольших пределах, но теперь уже за счет эффекта самого преобразователя.

Рисунок – Схема усилителя класса «D» с нагрузкой в цепи диода

Литература:

1. Артым А.Д. Усилители класса «D» и ключевые генераторы в радиосвязи и радиовещании. – М.: Связь. 1980. - 209 с.

207

К ВОПРОСУ О КЛАССИФИКАЦИИ КЛЮЧЕВЫХ РЕЖИМОВ ГЕНЕРАТОРНЫХ УСТРОЙСТВ

Абрамова Е.С., Михеенко А.М. СибГУТИ, Новосибирск e-mail: [e-mail]

Необходимость повышения энергетической эффективности генераторных устройств привела к использованию ключевых методов усиления мощности, в которых активный элемент (АЭ) находится в только в двух состояниях – полностью открытом, либо закрытом. За последние годы удалось реализовать множество схемотехнических вариантов такого режима. В зависимости от способа реализации ключевого режима получены самые разнообразные формы напряжения и тока АЭ. Соответственно в литературе посвященной теории ключевого режима предпринимаются попытки классификации таких режимов в зависимости от способа реализации. В результате появились режимы «D», «Е»,, «DЕ», «F», «FD» , «FЕ», «Т» и т.п. Причём, единого подхода к такой классификации до сих пор нет.

По-видимому, такая классификация, при отсутствии единой системы, вызывает разночтения и не способствует взаимопониманию. Представляется целесообразным классифицировать ключевые режимы лишь по основным признакам: режим с коммутацией при больших значениях напряжения и (или) тока на АЭ (режим класса «D») и режим переключения при нулевых значениях тока и напряжения (режим класса «Е»). Привязывать класс-сификацию к вариантам практической реализации ключевых режимов представляется нерациональным.

РАЗРАБОТКА ИНТЕГРАЛЬНОЙ МИКРОСХЕМЫ ДРАЙВЕРА «МЯГКОЙ» КОММУТАЦИИ СИЛОВЫХ КЛЮЧЕЙ (ИАДМК)

Антонов А.А., Карпович М.С., Курленко А.А., Пичугин И.В., Васильев В.Ю.

ООО «РАМИТ», Новосибирск e-mail: [e-mail]

На рисунке (а) приведена блок-схема кристалла интегральной микросхемы интеллектуального адаптивного драйвера мягкой коммутации (ИМС ИАДМК) силовых ключей в режиме ZVS. Описание ИАДМК приведено в [1]. Цифрами обозначены следующие элементы: 1 – блок детектирования напряжения на силовом ключе; 2 – блок управления; 3 – выходной буферный усилитель; 4 – блок настройки параметров и режима функционирования; 5 – датчик тока силового ключа; 6 – блок понижения напряжения высоковольтной шины (является внешним ввиду невозможности реализовать ИС с диэлектрической изоляцией элементов свыше 600 В).

208

Размер кристалла, рисунок (б), составляет 2.3 мм × 2.3 мм. ИМС имеет 44 площадки ввода-вывода, из них 16 площадок с повышенной токовой нагрузкой. Разработанный кристалл ИМС ИАДМК имеет следующие основные электрические характеристики (при схемотехническом моделировании): рабочее напряжение микросхемы (питания и выходное) составляет 10 - 30 В, частота функционирования составляет 0.03 – 1 МГц, максимальный импульсный выходной ток микросхемы (при напряжении питания 15 В, нагрузке 15 нФ) составляет 15 А, ток потребления микросхемы (при частоте 200 кГц, напряжении питания 15 В, нагрузке 15 нФ, максимальном выходном токе) не превышает 200 мА.

При разработке ИМС было проведено технологическое моделирование, результаты которого представлены на рисунке (в) и (г). На основании результатов моделирования была выбрана технология изготовления тестовой ИМС.

а)

в

)

б)

г)

Рисунок - Блок-схема ИМС ИАДМК (а); топология разработанной ИМС ИАДМК (б); двумерный концентрационный профиль N-МОП транзистора (в); сравнение семейства выходных ВАХ N-МОП - транзистора на подложке КЭФ- 4.5 с разной длиной каналов 4, 6 и 8 мкм (г).

Литература:

1. Антонов А.А., Пичугин И.В., Козляев Ю.Д., Семенов Ю.Е., Васильев В.Ю. Разработка драйвера мягкой коммутации ключей в режиме ZVS, настоящая конференция, тезисы.

209

РАЗРАБОТКА ДРАЙВЕРА МЯГКОЙ КОММУТАЦИИ КЛЮЧЕЙ В РЕЖИМЕ ZVS

Антонов А.А., Пичугин И.В., Козляев Ю.Д., Семенов Ю.Е., Васильев В.Ю.

ООО «РАМИТ», Новосибирск e-mail: [e-mail]

Технология мягкой коммутации силовых ключей, известная как ZeroVoltage Switch (ZVS) [1], предполагает организацию условий для перевода тока из полупроводниковой зоны запираемого ключа в периферийные цепи при нуле или близком к нулевому значению напряжения на его силовых зажимах и включение транзистора при нуле напряжения, рисунок (а). Разработан интеллектуальный адаптивный драйвер мягкой коммутации (ИАДМК) силовых ключей в режиме ZVS, рисунок (б) [2]. Осциллограмма (рисунок, в), полученная в результате схемотехнического моделирования электрической схемы ИАДМК, показывает, что силовой ключ переводится в открытый режим при напряжении «сток-исток» равном нулю, при этом ток силового ключа начинает линейно нарастать с нулевого значения. Рост тока линеен на всём интервале проводимости и прекращается на уровне запрограммированного максимума. Далее следуют короткая фаза удержания (стабилизации) тока и резкий его спад до нуля, сопровождаемый ростом напряжения на силовом ключе. Высокое напряжение на ключе появляется после завершения фазы протекания тока, что определяет режим ZVS. На рисунке (г) представлены экспериментальные эпюры напряжения и тока, полученные в результате измерения прототипа драйвера, которые подтверждают полученные при моделировании характеристики. На рисунках обозначены: 1 - напряжение на силовом ключе, 2 - ток ключа.

Таким образом, разработанный интеллектуальный драйвер обеспечивает коммутацию силового ключа в режимах мягкого переключения. Данный прототип драйвера предназначен для использования в мощных модульных высокоэффективных источниках вторичного электропитания (более 2 кВт).

Литература:

1.Wintrich A., Ulrich N.и др. Application Manual Power Semiconductors. ISLE Verlag 2011.

2.Васильев В.Ю., Козляев Ю.Д., Семенов Ю.Е., Антонов А.А., Пичугин И.В. Разработка источников вторичного электропитания, реализованных с использованием технологии «мягкой» коммутации ключей. Часть 4. Преобразователь постоянного напряжения с формированием тока в звене инвертора // Вестник СибГУТИ, 2013, № 4, с.35-46.

210