704_Mikushin_A.V._Skhemotekhnika_mobil'nykh_radiostantsij_

											К приемнику 1
6 дБ								3 дБ
											К приемнику 2
				3 дБ
											К приемнику 3
								3 дБ
											К приемнику 4

Рисунок 2.36. Структурная схема дивайдера входного сигнала

В приведенной схеме малошумящий усилитель увеличивает уровень входного сигнала на 6 дБ. Затем выходной сигнал этого усилителя делится между четырьмя входами радиоприемных устройств. Естественно, что все каналы радиоприемных устройств должны находиться в полосе пропускания данного малошумящего усилителя.

Делители мощности выполняются обычно на трансформаторах или на микрополосковых линиях, но даже если в делителе мощности применен трансформатор, его намотка производится проводниками со строго определенным волновым сопротивлением. Пример схемы делителя мощности сигнала на четыре несимметричных выхода приведена на рисунке 2.37.

	Z=50 Ом	Выход 50 Ом
Вход 50 Ом		100 Ом
Z=25 Ом
	50 Ом	Выход 50 Ом
		Выход 50 Ом
Z=25 Ом
		100 Ом
	Z=50 Ом	Выход 50 Ом

Рисунок 2.37. Схема делителя мощности на четыре несимметричных выхода

Вэтой схеме указаны волновые сопротивления микрополосковых линий для случая входного и выходных сопротивлений, равных 50 Ом. Применение обмоток в виде линии передачи с определенным волновым сопротивлением имеет принципиальное значение. Вопросы расчета делителей мощности подробно рассмотрены в [Рэд].

Внастоящее время делители мощности входного сигнала выпускаются рядом фирм в виде готовых модулей. В качестве примера можно назвать такие фирмы как Ikusi, RTM, Rexant. Пример внешнего вида готовых модулей сплиттеров показан на рисунке 2.38.

91

Рисунок 2.38. Внешний вид модулей делителей мощности входного сигнала (сплиттеров)

Подобные делители мощности обладают хорошими характеристиками и применяются в стандартных стойках базовых станций для подключения радиоприемных устройств, выполненных в виде отдельных блоков к одной приемопередающей антенне.

Для малогабаритных устройств в настоящее время разработаны делители мощности входного сигнала в интегральном исполнении. В качестве примера можно назвать ADP-2-1W и AD4PS-1 фирмы Mini-Circuits. Внешний вид этих микросхем приведен на рисунке 2.39.

Рисунок 2.39. Внешний вид делителей мощности входного сигнала в интегральном исполнении

Именно такой вариант исполнения делителей мощности позволяет проектировать и производить наиболее малогабаритные многоканальные радиоприемные устройства.

2.3.4. Входной фильтр

Входной фильтр является одним из важнейших узлов радиоприемного устройства. Как это было показано в предыдущих главах, в системах связи с большим отношением верхней рабочей частоты к нижней рабочей частоте этот фильтр должен перестраиваться по частоте. Перестройку по частоте можно осуществить в LC фильтрах. Чем более сложный фильтр будет применен в качестве входного фильтра, тем выше удастся получить качество радиоприемного

92

устройства, однако при этом возникают проблемы с одновременным изменением частоты настройки контуров, изменения их добротности и обеспечения необходимой глубины связи между этими контурами.

Чаще всего в качестве полосового перестраиваемого фильтра применяется система из двух связанных контуров. В особо ответственных схемах ставится трехконтурный фильтр. В этом случае удается получить достаточно крутой скат амплитудно-частотной характеристики и не требовать изменения глубины связи между контурами.

Обычно перестройка контуров фильтра по частоте осуществляется при помощи изменяемой емкости. Это позволяет увеличивать добротность контура при увеличении частоты настройки контура и, тем самым, сохранять одинаковую полосу пропускания фильтра при перестройке по частоте.

Для того чтобы убедиться, что полоса пропускания одиночного контура сохраняется постоянной при перестройке по частоте при помощи емкости, обратимся к формуле определения добротности:

Q	f0		f			f0	.	(2.34)
	f			3дБ
		3дБ				Q
Теперь выразим добротность через отношение реактивного и активного
сопротивления контура:
		Q r ,						(2.35)

где реактивное сопротивление контура определяется следующим образом:

		L
		C .	(2.36)

В результате можно сделать вывод, что добротность контура при увеличении его частоты настройки уменьшением емкости конденсатора будет увеличиваться пропорционально корню из емкости.

Формула для частоты настройки контура зависит от изменения емкости конденсатора подобным образом:

f0			1			,	(2.37)
		2
				LC

а, значит, отношение частоты настройки контура и добротности, определяющее его полосу пропускания, будет постоянным.

В качестве переменной емкости удобнее всего применять варикап. Так как при перестройке частоты настройки контуров в фильтре глубина связи между ними не должна изменяться, то между контурами применяется индуктивная

93

связь. Один из вариантов принципиальной схемы входного перестраиваемого фильтра приведен на рисунке 2.40.

Рисунок 2.40. Принципиальная схема входного фильтра приемника

Вданной схеме первый контур образуется элементами L1, C1, V1, …, V4, а второй контур – элементами L3, C5, V5, …, V8. Глубина связи между контурами определяется величиной индуктивности L2. В системах мобильной связи, работающей в УКВ диапазоне, отношение верхней рабочей частоты к нижней рабочей частоте не превышает 1,2, поэтому коэффициент перестройки, определяемый варикапами приходится уменьшать при помощи дополнительного конденсатора С1.

Настройку контуров обычно делают независимо. Это позволяет учесть индивидуальность вольт-фарадных характеристик варикапов. Конденсатор С2 позволяет разделить постоянные управляющие напряжения, поступающие на варикапы V1, …, V4 и V5, …, V8.

Всистемах сотовой связи, отношение верхней рабочей частоты к нижней рабочей частоте не превышает 1,04, т. е. ширина всего рабочего диапазона частот составляет всего 4% от средней частоты диапазона. Это позволяет отказаться от перестройки входного фильтра по частоте и выполнить фильтр в виде полосового фильтра с постоянными параметрами.

Вкачестве примера на рисунке 2.41 приведен внешний вид приемного фильтра SAFEA942MFL0F00 фирмы Murata, выполненного на поверхностных акустических волнах.

94

Рисунок 2.41. Внешний вид приемного фильтра

Амплитудно-частотная характеристика этого фильтра приведена на рисунке 2.42. Фильтр SAFEA942MFL0F00 предназначен для работы в качестве входного фильтра приемника мобильного аппарата в системе связи GSM900.

Рисунок 2.42. АЧХ входного фильтра приемника GSM900

95

2.3.5.Керамические фильтры СВЧ

Вдиапазоне СВЧ в качестве входных фильтров или дуплексоров широко применяются микрополосковые фильтры. Принцип работы этих фильтров заключается в том, что в качестве схемы второго порядка, формирующей полюс АЧХ, применяются четвертьволновые резонаторы. Эти резонаторы связаны между собой электромагнитным полем. На рисунке 2.43 приведены фотографии печатных плат основных типов микрополосковых полосовых фильтров. В качестве материала подложек используется поликор ВК-100 (ε = 9,8).

Рисунок 2.43. Топологии основных типов полосовых фильтров на керамической подложке

Основные электрические характеристики керамических фильтров СВЧ, производимых НПФ "Микран", (центральная частота настройки f0, ширина полосы пропускания Δf, затухание на центральной частоте a0 и коэффициент прямоугольности по уровню NдБ KП(NдБ)), а также размеры подложек приведены в таблице 2.1.

Таблица 2.1. Основные электрические характеристики микрополосковых фильтров на керамической подложке

Тип фильтра	f0, ГГц	f, ГГц	a0, дБ	KП(NдБ)	Размер подложки, мм
MFPM-047050-01	4,85	0,3	1,5	3,5 (по уровню –20 дБ)	9×9
MFPM-047050-02	4,85	0,3	2,5	2,7 (по уровню –30 дБ)	13×9
MFPM-0812-01	10	4	1,5	2,0 (по уровню –40 дБ)	3,5×25
MFPM-362400-00	36,6	0,8	3,0	3,0 (по уровню –20 дБ)	2,5×13

В конструкции фильтра печатная плата, приведенная на рисунке 2.43, закрывается со всех сторон экраном. Это делается для борьбы с прямым прохождением сигнала на выход фильтра и для уменьшения влияния элементов конструкции на параметры фильтров. В качестве примера на рисунке 2.44 приведен внешний вид керамических полосовых фильтров, предлагаемых в [2].

96

Рисунок 2.44. Внешний вид керамических полосовых фильтров

Главный недостаток данного вида СВЧ фильтров – относительно низкая добротность резонаторных элементов (Q ~ 200–250), вследствие чего узкополосные микрополосковые фильтры имеют достаточно большие потери в полосе пропускания.

Для снижения потерь и уменьшения габаритов используются керамические фильтры на диэлектрических резонаторах. В них вместо микрополосковых линий применяются резонаторы. Уменьшение размеров резонаторов достигается за счет уменьшения длины волны при ее распространении в среде с диэлектрической постоянной ε. Чем большим ε обладает диэлектрик, тем меньше будут размеры четвертьволнового резонатора.

По совокупности массо-габаритных параметров и электрических характеристик эти фильтры занимают промежуточное положение между устройствами на полых металлических волноводах и на микрополосковых линиях. При этом керамические фильтры СВЧ на диэлектрических резонаторах имеют наименьший габаритный индекс потерь [3].

Основными преимуществами этих фильтров являются: малые габариты (~10×15×5 мм); небольшой вес (менее 5 г); широкий диапазон частот (от 0,8 до 10 ГГц); малые потери в полосе пропускания (от 0,1 до 4 дБ); механическая прочность; широкий температурный диапазон (−60 ... +85°С); высокая надежность; возможность поверхностного монтажа. Кроме перечисленного следует отметить способность этих фильтров пропускать значительные мощности, что позволяет применять их там, где амплитудно-частотные характеристики ПАВфильтров "разваливаются".

Полосовые керамические фильтры можно реализовать в виде комбинации отдельных одиночных резонаторов, которые связаны между собой магнитной связью витков проводников, присоединенных к соседним резонаторам. Общий вид одиночного керамического резонатора показан на рисунке 2.45.

97

Рисунок 2.45. Конструкция керамического резонатора

Резонатор представляет собой закороченную на конце экранированную симметричную линию, длина которой близка к λ/4 (λ – длина волны). Торец симметричной линии формирует емкость резонатора и является местом присоединения резонатора к фильтру. Керамический фильтр формируется из комбинации нескольких дискретных диэлектрических резонаторов с разной частотой, добротностью и, соответственно, с разной длиной. Эквивалентная схема двухрезонаторного керамического фильтра приведена на рисунке 2.46.

Рисунок 2.46. Эквивалентная схема двухрезонаторного фильтра

Конструкция малогабаритных керамических многорезонаторных полосовых фильтров поверхностного монтажа приведена на рисунке 2.47.

Рисунок 2.47. Современная конструкция малогабаритного керамического фильтра на основе дискретных резонаторов

Основные характеристики малогабаритных керамических фильтров на диэлектрических резонаторах различных фирм-производителей приведены в таблице 2.2.

98

Таблица 2.2. Основные электрические характеристики керамических фильтров

	Название	Наименование	Средняя	Полоса про-	Вносимые	Габаритные
	фирмы			пускания		размеры,
		фильтра	частотаf0, МГц		потериaвн, дБ
	производителя			f, МГц		мм
		На основе дискретных резонаторов
	Murata	DFCH22G45HDHAA	2450	100	1,0	14×10×4
	Spectrum Control	BPC3-2442-084SB	2442	82	2,4	10×8×3
	INC
			Моноблочная конструкция
	Murata	DFCB32G45LBJAA	2450	100	3,2	3,6×3×1,6
	Murata	DFCB35G77LAHAA	5775	100	3,0	4,1×4,1×1,6
	Spectrum Control	IBB2-2442-084SA	2442	82	2	3,7×4,25×2
	INC
	Spectrum Control	IDD2-5800-150SA	5800	150	2	4,2×3,4×2
	INC
	Epcos	B69812N2337B313	2338	150	2	3,6×3×1,6
	Epcos	B69842N5807A150	5800	150	1,3	3×2×1,6
	RETEC-KORUS	VF2450B2	2450	100	2	6,5×4,3×3
	Ltd
	RETEC-KORUS	VF5735B20M	5735	60	3	5×4×2,5
	Ltd
	Ферит-Домен	M448.803	1601	45	1,2	10×9×5

2.3.6. Усилитель радиочастоты

Так как усилитель радиочастоты находится на входе радиоприемного устройства, то его шумовые характеристики и динамический диапазон в основном определяют характеристики всего устройства в целом. Нелинейные свойства усилителя оцениваются характеристиками IP2 и IP3. Очень важным параметром является точка 1 дБ компрессии.

В связи с микроминиатюризацией современной элементной базой и связанной с ней миниатюризацией узлов радиоприемного устройства сейчас на СВЧ возможно применение схемотехнических решений, которые ранее применялись на значительно более низких частотах. Это связано с тем, что размеры блока относительно длины волны рабочего колебания становятся меньше одной десятой длины волны и в результате при разработке этого блока можно пренебречь волновыми эффектами при распространении колебаний.

На высоких частотах наилучшими характеристиками обладает схема включения транзистора с общей базой. В этой схеме транзистор обладает лучшей линейностью за счет внутренней обратной связи. Кроме того, расширяется его частотная характеристика. Малая проходная емкость коллектор-эмиттер не создает условия для паразитного самовозбуждения схемы усилителя. Пример подобной схемы усилителя радиочастоты приведен на рисунке 2.48.

99

			+Uп	C3
			L2
L1		VT1	L3
вход				выход
C1			R2
	R1		C4
		C2	R3

Рисунок 2.48. Принципиальная схема усилителя радиочастоты на транзисторе с общей базой

В данной схеме резисторы R1 … R3 реализуют эмиттерную стабилизацию режима работы транзистора по постоянному току. Конденсатор C2 обеспечивает заземление базы транзистора по высокой частоте, а конденсатор C3 фильтрует цепи питания от помех. Дроссель L2 является нагрузкой коллектора транзистора VT1. Он пропускает ток питания в цепь коллектора VT1, но при этом развязывает источник питания по переменному току радиочастоты. Фильтры низкой частоты L1, C1 и C4, L3 обеспечивают трансформацию входного и выходного сопротивления транзистора в 50 Ом. Примененная схема фильтра низкой частоты позволяет включить в его состав входную или выходную емкость транзистора. Входная емкость транзистора VT1 совместно с емкостью C1 образует входной фильтр усилителя, а выходная емкость этого же транзистора совместно с емкостью C4 образует выходной фильтр низкой частоты.

Еще одной распространенной схемой усилителей радиочастоты является схема каскодного усилителя. В этой схеме последовательно соединяются два транзисторных каскада – с общим эмиттером и с общей базой. Подобное решение позволяет дополнительно уменьшить значение проходной емкости усилителя. Наиболее распространенной схемой каскодного усилителя является схема с гальванической связью между транзисторными каскадами. Пример схемы каскодного усилителя радиочастоты, собранной на биполярных транзисторах, приведен на рисунке 2.49.

100