новая папка / 4006430
.html4006430-Desc-ru var ctx = "/emtp"; The translation is almost like a human translation. The translation is understandable and actionable, with all critical information accurately transferred. Most parts of the text are well written using a language consistent with patent literature. The translation is understandable and actionable, with most critical information accurately transferred. Some parts of the text are well written using a language consistent with patent literature. The translation is understandable and actionable to some extent, with some critical information accurately transferred. The translation is not entirely understandable and actionable, with some critical information accurately transferred, but with significant stylistic or grammatical errors. The translation is absolutely not comprehensible or little information is accurately transferred. Please first refresh the page with "CTRL-F5". (Click on the translated text to submit corrections)
Patent Translate Powered by EPO and Google
French
German
Albanian
Bulgarian
Croatian
Czech
Danish
Dutch
Estonian
Finnish
Greek
Hungarian
Icelandic
Italian
Latvian
Lithuanian
Macedonian
Norwegian
Polish
Portuguese
Romanian
Serbian
Slovak
Slovene
Spanish
Swedish
Turkish
Chinese
Japanese
Korean
Russian
PDF (only translation) PDF (original and translation)
Please help us to improve the translation quality. Your opinion on this translation: Human translation
Very good
Good
Acceptable
Rather bad
Very bad
Your reason for this translation: Overall information
Patent search
Patent examination
FAQ Help Legal notice Contact УведомлениеЭтот перевод сделан компьютером. Невозможно гарантировать, что он является ясным, точным, полным, верным или отвечает конкретным целям. Важные решения, такие как относящиеся к коммерции или финансовые решения, не должны основываться на продукте машинного перевода.
ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ US4006430A[]
Изобретение относится к схеме преобразования разбаланса резисторного моста с четырьмя резисторами, который питается от источника напряжения, в пропорциональное ему изменение частоты RC-генератора. Выходные клеммы моста соединены с входными клеммами компенсационного усилителя, выходное напряжение которого прямо или косвенно управляет управляемым резистором. Кроме того, один из выходных выводов моста подключен через резистор к выходу операционного усилителя с отрицательной обратной связью, вход которого через управляемый резистор подключен к источнику напряжения. Управляемый резистор, как и операционный усилитель, входят в состав частотозадающей цепи RC-генератора. Еще один усилитель подключен к выходу операционного усилителя через всепроходную сеть, включающую три омических резистора и конденсатор, в которой управляемым является один резистор, соединенный с землей. The invention relates to a circuit arrangement for converting an unbalance of a resistor bridge having four resistors, which bridge is supplied from a voltage source, into a frequency variation of an RC-oscillator which is proportional thereto. The output terminals of the bridge are connected to the input terminals of a compensation amplifier, whose output voltage directly or indirectly controls a controllable resistor. One of the output terminals of the bridge is moreover connected via a resistor to the output of a negative feedback operational amplifier, whose input is connected to the voltage source via the controllable resistor. The controllable resistor, as well as the operational amplifier, form part of the frequency-determining network of the RC-oscillator. A further amplifier is connected to the output of the operational amplifier via an all-pass network which includes three ohmic resistors and a capacitor, in which network the one resistor which is connected to ground is controllable. Выход дополнительного усилителя подключен к входу интегратора, а к выходу интегратора подключен амплитудный детектор. Детектор, в свою очередь, управляет управляемым резистором всепроходной сети таким образом, чтобы напряжение на выходе интегратора было постоянным, являясь напряжением питания резисторного моста. The output of the further amplifier is connected to the input of an integrator and an amplitude detector is connected to the output of the integrator. The detector in turn controls the controllable resistor of the all-pass network in such a way that the voltage at the output of the integrator is constant, said voltage being the supply voltage to the resistor bridge. С помощью этой схемной схемы, описанной в патенте США No. В US 3845385 дисбаланс моста точно линейно преобразуется в изменение частоты. Однако в случае ряда измерительных преобразователей, используемых в таких мостовых схемах, зависимость между выходной величиной и измеряемой величиной является лишь приблизительно линейной. Поэтому для точных измерений следует учитывать упомянутую нелинейность характеристики преобразователя. Поскольку частота, которая представляет измеряемую величину, обычно обрабатывается электронным способом, поэтому также необходимо предусмотреть электронную компенсацию вышеупомянутой нелинейности. Это может осуществляться, например, с помощью известных диодных функциональных генераторов или с помощью цифровых функциональных генераторов. Недостатком генераторов с диодными функциями является термическая нестабильность, а в случае генераторов с цифровыми функциями - обширная схема. By means of this circuit arrangement, described in U.S. Pat. No. 3,845,385, a bridge unbalance is converted exactly linearly into a frequency variation. In the case of a series of measuring transducers employed in such bridge circuits, the relationship between the output quantity and the measuring quantity, however, is only approximately linear. For accurate measurements, said non-linearity of the transducer characteristic should therefore be taken into account. As the frequency which represents the measuring quantity is generally electronically processed, it is therefore also necessary to provide an electronic compensation of the aforesaid non-linearity. This may for, example, be effected by means of known diode function generators or by means of digital function generators. A drawback of diode function generators is the thermal instability and in the case of digital function generators the extensive circuitry. Задачей изобретения является создание простой и недорогой, но чрезвычайно стабильной схемы, с помощью которой можно в большей степени компенсировать нелинейность измерительных преобразователей. Согласно изобретению эта задача решается тем, что выходные напряжения одной или нескольких схем дифференцирования и/или интеграций хотя бы частично разного порядка, которые подключены к генератору, подаются на вход компенсационного усилителя и накладываются друг на друга. по компенсационному напряжению. Эти выходные напряжения эффективно подаются на вход компенсационного усилителя через взвешивающие резисторы, например, с помощью суммирующего усилителя. В генераторе выход дополнительного усилителя, выход интегратора и выход операционного усилителя могут использоваться как точки подключения соответственно цепей дифференцирования и интегратора, выходы которых имеют либо другое взаимное фазовое соотношение, либо частотную зависимость . It is an object of the invention to provide a simple and inexpensive, yet extremely stable circuit arrangement, by means of which non-linearities of measuring transducers can be compensated for to a greater extent. According to the invention this problem is solved in that the output voltages of one or more differentiation circuits and/or integration circuits of at least partly different order, which are connected to the oscillator, are applied to the input of the compensation amplifier and are superimposed on the compensation voltage. These output voltages are effectively applied to the input of the compensation amplifier via weighting resistors, for example by means of a summing amplifier. In the oscillator the output of the further amplifier, the output of the integrator and the output of the operational amplifier may be used as connection points for the differentiation circuits and integration circuits respectively, which outputs either exhibit a different mutual phase relationship or a frequency dependence. Точки подключения для отдельных цепей дифференцирования и схем интегрирования соответственно выбираются таким образом, чтобы их выходные напряжения имели правильную фазу, в зависимости от случая, с помощью дополнительного инвертора. The connection points for the individual differentiation circuits and integration circuits respectively are selected so that their output voltages have the correct phase, as the case may be, by means of an additional inverter. Варианты осуществления изобретения будут описаны со ссылкой на чертеж. На рисунке: Embodiments of the invention will be described with reference to the drawing. In the drawing: ИНЖИР. 1 показана блок-схема полной схемы согласно изобретению, FIG. 1 shows a block diagram of a complete circuit arrangement according to the invention, ИНЖИР. 2 показана схема формирования нелинейных частотно-зависимых напряжений, а FIG. 2 shows a network for the formation of non-linear frequency-dependent voltages, and ИНЖИР. 3 представляет собой упрощенную версию сети в соответствии с фиг. 2. FIG. 3 is a simplified version of a network in accordance with FIG. 2. На фиг. 1 генератор ОС включает в себя операционный усилитель с отрицательной обратной связью V3, который подает компенсационное напряжение Uк, а также напряжение питания всепроходной цепи, состоящей из резисторов R1, R2, R3 и конденсатора С1. Выходы всепроходной сети, соединенной мостом, подключены к входам усилителя V1, выполненного в виде дифференциального усилителя. Выход усилителя V1 питает интегратор, состоящий из инвертирующего усилителя V2 с высоким коэффициентом усиления, интегрирующего конденсатора Ci, который шунтирует указанный усилитель, и предшествующего омического резистора Ri. Выход интегратора подключен к амплитудному детектору АР, который, в свою очередь, изменяет заземленное переменное сопротивление R1 в всепроходной сети таким образом, чтобы амплитуда напряжения на выходе интегратора всегда была постоянной. Выходное напряжение интегратора также составляет напряжение питания Us моста В', который для простоты представлен в виде блока. In FIG. 1 the oscillator OS includes a negative feed-back operational amplifier V3, which supplies the compensation voltage Uk as well as the supply voltage for the all-pass network consisting of the resistors R1, R2, R3 and the capacitor C1. The outputs of the all-pass network, which is connected as a bridge, are connected to the inputs of the amplifier V1, which takes the form of a differential amplifier. The output of amplifier V1 supplies an integrator consisting of the high-gain inverting amplifier V2, an integration capacitor Ci which shunts said amplifier, and a preceding ohmic resistor Ri. The output of the integrator is connected to an amplitude detector AR, which in turn varies the grounded variable resistance R1 in the all-pass network in such a way that the amplitude of the voltage at the output of the integrator is always constant. The output voltage of the integrator also constitutes the supply voltage Us of the bridge B', which for simplicity is represented as a block. Интегратор дополнительно питает потенциометр Р, выход которого соединен с неинвертирующим входом операционного усилителя V3 и коэффициент деления которого регулируется компенсационным усилителем КР. Частота напряжения, подаваемого генератором OS, линейно зависит от коэффициента деления, установленного с помощью потенциометра P, и, таким образом, линейно от дисбаланса моста. The integrator further supplies the potentiometer P, whose output is connected to the non-inverting input of the operational amplifier V3 and whose dividing ratio is controlled by the compensation amplifier KR. The frequency of the voltage supplied by the oscillator OS is linearly dependent on the dividing ratio adjusted with the potentiometer P and thus linearly on the bridge unbalance. Выходное напряжение моста B' сначала подается на дифференциальный усилитель VB, выход которого подключен к суммирующему усилителю VS. Выход указанного суммирующего усилителя соединен со входом компенсационного усилителя КР, выходной сигнал которого управляет потенциометром Р. Компенсационное напряжение на выходе операционного усилителя V3 подается через дополнительный вход на суммирующий усилитель VS в таким образом, что напряжение, создаваемое несимметричным мостом B', компенсируется. The output voltage of the bridge B' is first applied to a differential amplifier VB whose output is connected to a summing amplifier VS. The output of said summing amplifier is connected to the input of the compensation amplifier KR, whose output signal controls the potentiometer P. The compensation voltage at the output of the operational amplifier V3 is applied, via a further input to the summing amplifier VS, in such a way that the voltage produced by the unbalance bridge B' is compensated for. Для компенсации нелинейностей моста В' и входящего в него измерительного преобразователя суммирующий усилитель VS содержит еще один вход, который соединен с выходом Е сети N. От напряжений в точках подключения генератора OS, указанная сеть вырабатывает различные напряжения, которые имеют ту же фазу, что и напряжение питания постоянной амплитуды Us моста B' и компенсационное напряжение Uk, но которые зависят от частоты нелинейным образом. Напряжения, создаваемые в сети N, пропорционально добавляются или вычитаются из компенсационного напряжения в суммирующем усилителе VS, что возможно только в случае равенства или противофазы соответственно. Дисбаланс моста, вызванный изменением измеряемого резистора или резисторов моста, компенсируется не только частотно-пропорциональным компенсационным напряжением Uk, но и пропорционально указанными корректирующими напряжениями, создаваемыми в сети N, так что соответствующий неравномерный - получена линейная зависимость между небалансом моста и частотой генератора. In order to compensste for non-linearities of the bridge B' and of the measuring transducer included therein, the summing amplifier VS comprises another input, which is connected to the output E of a network N. From voltages at the connection points of the oscillator OS, said network derives different voltages which have the same phase as the constant-amplitude supply voltage Us of the bridge B' and the compensation voltage Uk, but which depend on the frequency in a non-linear manner. The voltages produced in the network N are proportionally added to or subtracted from the compensation voltage in the summing amplifier VS, which is only possible in the case of phase equality or phase opposition respectively. The bridge unbalance caused by the variation of the bridge resistor or resistors to be measured, is then no longer exclusively compensated by the frequency-proportional compensation voltage Uk, but also proportionally by the said correction voltages produced in the network N so that a corresponding non-linear relationship between the bridge unbalance and the oscillator frequency is obtained. ИНЖИР. 2 показан пример сети N, которая на фиг. 1 представлен в виде блока. Сеть N содержит ряд аналогичных схем дифференцирования D1, D2 и D3, каждая из которых состоит из инвертирующего дифференциального усилителя VD с высоким коэффициентом усиления, резистора дифференцирования RD, который шунтирует упомянутый усилитель, и конденсатора дифференцирования CD, который предшествует входу усилителя. Кроме того, предусмотрены четыре аналогичные интегральные схемы I1, I2, I3 и I4, каждая из которых содержит интегрирующий усилитель VI с высоким коэффициентом усиления, интегрирующий конденсатор CI, который шунтирует упомянутый усилитель, и интегрирующий резистор RI, который предшествует входу усилителя. Работа этих схем будет объяснена ниже. FIG. 2 shows an example of a network N which in FIG. 1 is represented as a block. The network N comprises a number of similar differentiation circuits D1, D2 and D3 which each consist of a high-gain inverting differential amplifier VD, a differentiation resistor RD which shunts said amplifier, and a differentiation capacitor CD which precedes the amplifier input. Furthermore, four similar integration circuits I1, I2, I3 and I4 are provided which each comprise a high-gain integration amplifier VI, an integration capacitor CI which shunts said amplifier and an integration resistor RI which precedes the amplifier input. The operation of these circuits will be explained hereinafter. Дифференцированием компенсационного напряжения Uk, пропорционального частоте, получают напряжение, квадратично зависящее от частоты. Это напряжение, однако, сдвинуто по фазе на 90°, поэтому оно не подходит для компенсации небаланса моста. Однако на выходе всепроходного дифференциального усилителя V1 имеется напряжение, имеющее относительно напряжения компенсации Uk постоянное, не зависящее от частоты отношение амплитуд, но сдвинутое по фазе не менее чем на 90o. Когда упомянутое напряжение дифференцируется, желаемое напряжение правильной фазы получается с амплитудой, квадратично зависящей от частоты. Это осуществляется с помощью схемы дифференцирования D3, вход B которой соединен с выходом всепроходного дифференциального усилителя V1. Путем двойного дифференцирования компенсационного напряжения Uк также можно получить напряжение правильной фазы, но амплитуда которого пропорциональна третьей степени частоты. Это осуществляется с помощью каскадных схем дифференцирования D1 и D2. By differentiation of the compensation voltage Uk, which is proportional to the frequency, a voltage is obtained which is a quadratic function of the frequency. This voltage, however, is 90 DEG phase-shifted, so that it is not suitable for compensation of a bridge unbalance. However, at the output of the all-pass differential amplifier V1 a voltagre is available which, relative to the compensation voltage Uk, has a constant frequency-independent amplitude ratio but which is at least 90 DEG phase-shifted. When said voltage is differentiated, the desired voltage of the correct phase is obtained with a quadratically frequency-dependent amplitude. This is effected with the aid of the differentiation circuit D3 whose input B is connected to the output of the all-pass differential amplifier V1. By double differentiation of the compensation voltage Uk, it is also possible to obtain a voltage of the correct phase, but whose amplitude is proportional to the third power of the frequency. This is effected by means of the cascaded differentiation circuits D1 and D2. Однако путем интегрирования напряжения питания моста постоянной амплитуды Us можно получить напряжение, амплитуда которого обратно пропорциональна частоте. Однако указанное напряжение не подходит для компенсации, так как по отношению к напряжению компенсации оно сдвинуто по фазе не менее чем на минус 90o. Однако напряжение правильной фазы, обратно пропорциональное частоте, можно получить и за счет двойного интегрирования пропорционального частоте напряжения компенсации Uк. Это осуществляется с помощью интегральных схем I1 и I2. Путем двойного интегрирования напряжения питания Us моста с помощью каскадных интегрирующих схем I3 и I4, первый вход C которых подключен к напряжению питания Us моста, получается напряжение правильной фазы, обратно пропорциональное квадрату частоты . By integration of the constant-amplitude bridge-supply voltage Us, however, a voltage can be obtained whose amplitude is inversely proportional to the frequency. However, said voltage is not suited for compensation because, relative to the compensation voltage, it is at least minus 90 DEG phase shifted. However, a voltage of the correct phase, which is inversely proportional to the frequency, can also be obtained by double integration of the frequency-proportional compensation voltage Uk. This is effected by means of the integration circuits I1 and I2. By twice integrating the bridge supply voltage Us by means of the cascaded integration circuits I3 and I4, whose first input C is connected to the bridge supply voltage Us, a voltage of the correct phase is obtained which is inversely proportional to the square of the frequency. При линеаризации характеристики измерительного преобразователя . ДЕЛЬТА. R/R = g(X), в котором X = измеряемая величина, представляется разложением в ряд ##EQU1## так, что в удовлетворительном приближении f .о. X напряжения, создаваемые схемами дифференцирования D1, D2, D3 и схемами интегрирования I1, I2, I3 и I4, могут быть добавлены с правильным весом через суммирующие резисторы R10–R13 усилителя VE, который включает отрицательную обратную связь через резистором RE, и подается на компенсационный усилитель KR через суммирующий усилитель VS. Правильный вес получается, если суммирующие резисторы соответствуют соответствующим коэффициентам последовательного расширения. Через резистор R14 к указанным напряжениям добавляется составляющая постоянной амплитуды, соответствующая коэффициенту а0. При необходимости инвертирующие усилители, не показанные на рисунке, могут быть соединены последовательно для коррекции знака или может использоваться суммирующий усилитель с положительным и отрицательным входами. Схемы интегрирования, которые создают напряжения, пропорциональные отрицательным степеням частоты, особенно влияют на низкочастотный конец характеристики преобразования, в то время как составляющие напряжения, создаваемые цепями дифференцирования, которые пропорциональны положительным степеням частоты, существенно воздействовать на его высокочастотный конец. When the characteristic of the measuring transducer to be linearized, . DELTA. R/R = g (X) in which X = measuring quantity, is represented by a series expansion ##EQU1## so that to a satisfactory approximation f .about. X, the voltages produced by the differentiation circuits D1, D2, D3 and by the integration circuits I1, I2, I3 and I4 may be added with the correct weight via the summing resistors R10 to R13 of the amplifier VE, which includes negative feedback via a resistor RE, and applied to the compensation amplifier KR via the summing amplifier VS. The correct weight is obtained by making the summing resistors correspond to the associated coefficients of the series expansion. Via the resistor R14 a component of constant amplitude corresponding to the coefficient aO is added to the aforesaid voltages. If required, inverting amplifiers, not shown, may be connected in series for correction of the sign, or a summing amplifier with positive and negative inputs may be used. The integration circuits, which produce voltages proportional to the negative powers of the frequency, in particular influence the low frequency end of the conversion characteristic, while the voltage components produced by the differentiation circuits, which are proportional to the positive powers of the frequency, substantially influence the high-frequency end thereof. Когда в случае экстремальных кривизн характеристики преобразователя требуются корректирующие элементы более высокого порядка, они могут быть реализованы с правильной фазой путем двойного дифференцирования или интегрирования, соответственно, корректирующих напряжений, которые пропорциональны мощности частоты, которая каждый раз два меньше. Например, напряжение, пропорциональное четвертой степени частоты, может быть получено путем двойного дифференцирования выходного напряжения схемы дифференцирования D3 посредством двух дополнительных идентичных схем дифференцирования. When in the case of extreme curvatures of the transducer characteristic correction elements of a higher order are required, these may be realized with the correct phase by double differentiation or integration respectively of correction voltages which are proportional to a power of the frequency which is each time two less. For example, a voltage proportional to the fourth power of the frequency can be obtained by double differentiation of the output voltage of the differentiation circuit D3 by means of two further identical differentiation circuits. Модификация сети по фиг. 2, имеющий тот же эффект, показан на фиг. 3, в котором можно обойтись без некоторых компонентов схемы. Усилители в цепях дифференцирования D2 и D3 можно заменить усилителем VE, так что конденсаторы дифференцирования С2 и С3 будут подключены непосредственно ко входу этого усилителя. Затем взвешивание может быть достигнуто с помощью делителя напряжения (не показан), который предшествует цепи дифференцирования или конденсаторам дифференцирования соответственно. Кроме того, напряжения на входах А и С сети могут быть объединены вместе через одну и ту же цепочку интегральных схем, так что можно обойтись без двух интегральных схем I3 и I4 с соответствующими усилителями. Затем взвешенное суммирование осуществляется на входе интегральной схемы, которая соответствует интегральной схеме I1 на фиг. 2. Эта схема состоит из усилителя V4 и конденсатора С4. Взвешенные суммирующие резисторы R4 и R6 вместе служат интегрирующим сопротивлением для интегрирующей схемы. A modification of the network of FIG. 2 having the same effect is shown in FIG. 3, in which some circuit components may be dispensed with. The amplifiers in the differentiation circuits D2 and D3 may be replaced by the amplifier VE, so that the differentiation capacitors C2 and C3 are directly connected to the input of this amplifier. Weighting can then be achieved by a voltage divider (not shown) which precedes the differentiation circuit or the differentiation capacitors respectively. Furthermore, the voltages at the inputs A and C of the network may be integrated together via the same chain of integration circuits, so that the two integration circuits I3 and I4 with associated amplifiers are dispensed with. The weighted summation is then effected at the input of the integration circuit which corresponds to the integration circuit I1 in FIG. 2. This circuit consists of the amplifier V4 and the capacitor C4. The weighted summing resistors R4 and R6 together serve the integration resistance for the integration circuit. Кроме того, усилитель VE можно обойтись без суммирующего усилителя VS на фиг.1 или объединить его с ним. 1, если указанный суммирующий усилитель может быть снабжен подходящими дополнительными суммирующими входами. Furthermore, the amplifier VE may be dispensed with or be combined with the summing amplifier VS in FIG. 1, if said summing amplifier can be provided with suitable additional summing inputs. В зависимости от количества используемых схем дифференцирования и схем интегрирования описанная выше компоновка схемы способна компенсировать по существу произвольные нелинейности измерительных преобразователей. Кроме того, он обеспечивает очень интересную возможность точной линеаризации квадратичной зависимости, например, между расходом и перепадом давления в случае преобразователя расхода в соответствии с принципом перепада давления. В связи с этим также можно ввести нулевое смещение частоты (нулевой срок службы), т. е. конечная частота получается уже для нулевого измеряемого значения. Это очень удобно для передачи и калибровки. Depending on the number of differentiation circuits and integration circuits used, the circuit arrangement described hereinbefore is capable of compensating for substantially arbitrary non-linearities of measuring transducers. Moreover, it provides the very interesting possibility of exactly linearizing the quadratic relationship between, for example, the flow rate and the differential pressure in the case of a flow transducer in accordance with the differential pressure principle. In this respect it is also possible to introduce a zero offset of the frequency (life zero), i.e. that a finite frequency is obtained already for the measuring value zero. This is very advantageous for transmission and for calibration purposes.
Please, introduce the following text in the box below Correction Editorclose Original text: English Translation: Russian
Select words from original text Provide better translation for these words
Correct the proposed translation (optional) SubmitCancel