решения задач 2
.pdfПример. Фильтр верхних частот. Нормированная передаточная функция простого
аналогового RC-фильтра нижних частот имеет вид
H (s) |
1 |
|
|
s 1 |
Необходимо с помощью билинейного z-преобразования определить передаточную функцию цифрового эквивалентного фильтра верхних частот. Частота дискретизации равна 150Гц, а частота среза 30Гц.
Решение. Частота среза фильтра c 2 30 рад/с. После деформации частота среза будет
равна
|
0 |
` tg ( c T ) |
|
2 |
|
|
|
|
При Т=1/150Гц, c ` tg( / 5) =0,7265 |
|
|
Используя преобразование «ФНЧ» «ФВЧ», получим следующую ненормированную аналоговую передаточную функцию:
H `(s) H (s) |
|
s c `/ s |
|
|
1 |
|
|
s |
|
|
|||||||
|
|
|
|
|
||||
|
0 |
`/ s 1 |
s 0,7265 |
|||||
|
|
|
|
|
Для получения передаточной функции цифрового фильтра применим билинейное z- преобразование
H `(s) H (s) s z 1
z 1
|
(z 1) /( z 1) |
|
|
(z 1) /( z 1) 0,7265 |
Упрощая, получим
H (z) 0,5792 |
|
1 z 1 |
|
y(z) |
|
0,1584z 1 |
x(z) |
||
1 |
|
Отсюда соответствующее разностное уравнение
y(n) 0,5792x(n) 0,5792x(n 1) 0,1584y(n 1)
и коэффициенты фильтра:
a0 0,5792 ; |
a1 0,5792 ; |
b1 0,1584 |
Пример. Полосовой фильтр. Необходимо получить передаточную функцию полосового фильтра Баттерворта, удовлетворяющего следующим требованиям:
Полоса пропускания – 200-300 Гц Частота дискретизации – 2 кГц Порядок фильтра N - 2
Решение. В качестве фильтра-прототипа возьмем аналоговый ФНЧ первого порядка
(преобразование полосы частот для полосовых фильтров s s 2 c 2 удвоит порядок фильтра)
B s
со следующей(уже известной) передаточной функцией.
H (s) 1 s 1
Деформированные граничные частоты полосового фильтра будут равны:
|
|
` tg ( п1 |
T ) tg ( |
2 200 |
) 0,3249 |
||||
п1 |
|
|
|||||||
|
2 |
|
|
2 200 |
|||||
|
|
|
|
||||||
|
|
` tg ( п2 |
T ) tg ( |
2 200 |
) 0,5095 |
||||
п2 |
|
||||||||
|
2 |
|
|
|
2 200 |
||||
|
|
|
|
|
|||||
|
|
2 |
|
` ` |
0,1655 |
||||
|
|
0 |
|
п1 п2 |
|
|
|
||
|
|
B п2 ` `п1 0,1846 |
Используя преобразование «ФНЧ» «полосовой фильтр», получим
H `(s) H (s) |
|
|
|
|
|
|
B(z 1) /( z 1) |
|||||||
|
z 1 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||||
s |
|
|
z 1 |
|
2 |
B( |
z 1 |
|
2 |
|||||
|
|
( |
) |
) |
||||||||||
|
|
|
|
z 1 |
|
|
|
|
0 |
|||||
|
|
|
|
|
|
z 1 |
|
|
|
z 2 |
|
|
||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
Подставляя значения |
2 |
и B , после упрощений получим |
|
|
||||||||||
|
0 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
H (z) 0,1367 |
1 z 2 |
1 1,2362z 1 0,7265z 2 |
На практике БИХфильтры высоких порядков (например N>3), как уже отмечалось, реализуются последовательным(накладным) или параллельным соединением фильтрующих звеньев второго и/или первого порядка, что позволяет снизить влияние конечной разрядности на быстродействие фильтра. С этой целью после преобразования аналогового фильтра в дискретную форму полученную передаточную функцию H(z), если она имеет большой порядок, нужно выразить в фиксированном виде (для каскадной реализации) или как сумму членов второго и/или первого порядка (для параллельной реализации).
Следует отметить, что деформирование частотной шкалы и билинейное z-преобразование для повышения вычислительной эффективности можно объединить в одно преобразование:
s ctg ( T ) z 1 |
|
2 |
z 1 |
Далее, для ФНЧ и ФВЧ порядок H(z) равен порядку передаточной функции H(s) аналогового фильтра. Например, если функция H(z) получена из функции H(s) аналогового фильтра второго порядка, то и H(z) также будет описывать систему второго порядка. Для полосовых и режекторных(заградительных) фильтров порядок H(z) будет вдвое больше порядка H(s).
Кроме того, на практике иногда бывает так, что передаточную функцию H(s) существующего аналогового фильтра нужно преобразовать в функцию эквивалентного фильтра дискретного времени. В подобных ситуациях аналоговая передаточная функция реального фильтра уже дана, так что билинейное z-преобразование можно применять сразу после предварительной деформации и прямого масштабирования характеристики аналогового фильтра в характеристику цифрового фильтра.
Пример 2.10. С помощью метода взвешивания найдем коэффициенты КИХ-фильтра нижних
частот, который удовлетворяет следующим требованиям:
граничная частота полосы пропускания |
– |
1,5 кГц, |
|
ширина переходной полосы |
– |
0,5 кГц, |
|
затухание в полосе подавления |
|
– |
> 50 дБ, |
частота дискретизации |
|
– |
8 кГц. |
Решение. Идеальная импульсная характеристика hu (n) для ФНЧ:
hu (n) 2 fc sin(n c ) , n 0, n c
hu (n) 2 fc , n = 0,
Из таблиц, где представлены основные характеристики оконных функций, следует, что требованиям к затуханию в полосе подавления удовлетворяют функции Хемминга, Блэкмана или Кайзера. Для простоты выберем функцию Хемминга. Тогда нормированная ширина
полосы |
перехода f |
0,5/8 0,0625. |
|
Поскольку |
для окна |
Хемминга |
|||
N 3,3/ f 3,3/ 0,0625 52,8. |
Положим |
N 53. Тогда |
коэффициенты |
импульсной |
|||||
характеристики будет равны |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
h(n) hu (n) w(n), 26 n 26, |
|
|
||||||
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
h (n) 2 f |
c |
sin(n c ) |
, n 0 |
|
|
||
|
|
|
|
|
|||||
|
|
u |
|
n c |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
hu (n) 2 fc , n 0,
w(n) 0,54 0, 46cos 2 n , 26 n 26.
53
Вследствие эффекта сглаживания характеристики фильтра, вносимого весовой функцией, частота среза получающегося фильтра будет отличаться от заданной. Чтобы учесть этот эффект,
используем fc – центр полосы перехода.
fc fc |
f |
(1,5 0,25) кГц 1,75 кГц 1,75/ 8 0,21875. |
|
2 |
|
Поскольку h(n) – симметричная функция, можно вычислить только значение h(0), h(1), ..., h(26), а
остальные можно получить из условия симметрии.
n 0
n 1
n 2
hu (0) 2 fc 2 0,21875 0,4375
w( ) 0,54 0,46cos(0) 1,
h(0) hu (0) w(0) 0,4375.
h (1) |
2 0,21875 |
|
sin(2 0,21875) |
sin(360 0,21875) |
|
||
|
|
|
|||||
u |
2 0,21875 |
|
|
||||
|
|
||||||
|
|
2 |
|
|
|
||
w(1) 0,54 0, 46 |
|
|
|
0,99677, |
|||
|
|
||||||
|
|
53 |
|
|
|
h(1) h( 1) hu (1) w(1) 0,31118.
h (2) |
|
2 0,21875 |
|
sin(2 2 0,21875) |
sin(157,5 ) |
|
|||
|
|
|
|
||||||
u |
2 |
2 0,21875 |
|
|
|
2 |
|||
|
|
|
|
||||||
w(2) 0,54 0, 46cos |
|
2 2 |
|
0,98713, |
|||||
|
|
|
|||||||
|
|||||||||
|
|
|
|
53 |
|
|
|
|
h(2) h( 2) hu (2) w(2) 0,06012.
0,31219,
0,06013,
... ... ...
... ... ...