4. Устройства задержки переднего фронта импульса

Для исключения сквозного тока в двух последовательно соединенных транзисторах, образующих стойку АИН или ШИП (рис.2,а), необходимо после снятия отпирающего импульса с одного силового транзистора подавать отпирающий импульс на другой силовой транзистор после некоторой . Длительность задержки определяется свойствами транзистора, а также усилителем мощности управляющего сигнала (УМС) и составляет 1...20 мкс.

Один из вариантов схемы, обеспечивающей задержку только переднего фронта импульса приведен на рис.39,а. Логический сигнал G входного импульса инвертируется элементом D1 и подается на вход второго элемента D2 2И-НЕ через RC-цепочку. Напряжение на выходе D1 имеет прямоугольную форму (см. логический сигнал F на рис.39,б). Напряжение на конденсаторе С изменяется по экспонентам. Ввиду большой крутизны характеристики вход-выход сигнал на выходе D2 будет изменяться почти скачком при определенном уровне напряжения на конденсаторе (на рис.39,б этот уровень показан штриховой линией) и единичном сигнале на втором входе. Можно представить, что напряжению на конденсаторе соответствует ступенчатый логический сигнал Х. Этот сигнал запаздывает по отношению к входному сигналу G. Выходной сигнал второго элементаимеет нулевой уровень во время запаздывания сигнала Х. Выход Z элемента D3 равен нулю, когда Y=G=1. После инвертирования Z элементом D4 получаем сигнал D, передний фронт которого запаздывает по отношению к входному сигналу G на время задержки,, а срезы (задние фронты) совпадают. Элементы D3 и D4 повышают крутизну выходного сигнала. Обычно все четыре элемента представляют одну микросхему.

Более простой вариант устройства задержки переднего фронта представлен на рис.39,в. На временных диаграммах (рис.39,г) напряжение на конденсаторе сразу заменено логическим сигналом Н, который запаздывает по сравнению с входным сигналом G на требуемое время задержки. После инвертирования выходного сигнала первого элемента на выходе D2 получается требуемый сигнал D с задержанным передним фронтом.В принципе, последние элементы в обоих схемах могут отсутствовать, если управление УМ производится нулевым сигналом и достаточна крутизна логического сигнала.

Поскольку напряжение на конденсаторе изменяется плавно и сравнительно медленно, то фронты сигналов F и Y имеют заметную длительность (пологие). В первом варианте схемы D3 и D4 существенно повышают крутизну фронтов. С этой точки зрения первая схема имеет большое преимущество перед второй. Если во вторую схему добавить два инвертирующих логических элемента, то крутизна выходного сигнала будет еще лучше, чем в первой, но потеряется преимущество в простоте.

5. Усилители мощности управляющих сигналов для транзисторов

Силовые транзисторы преобразователей работают в ключевом режиме, при котором транзистор находится либо в закрытом состоянии (в области отсечки по статическим выходным характеристикам), либо в открытом состоянии (область насыщения). В усилителях мощности управляющих сигналов (УМС) в большинстве случаев транзисторы используются в ключевом режиме. В УМС и в качестве силовых транзисторов используются обычные биполярные, биполярные с изолированным затвором и полевые транзисторы. Рассмотрим построение этих схем на биполярных транзисторах. В открытом состоянии ток коллектора определяется нагрузкой. Для силовых транзисторов это ток двигателя. У транзисторов УМС ток коллектора ограничен резистором, который специально включается в эту цепь.

Максимально возможный ток коллектора определяется параметрами транзистора (статическими выходными характеристиками) и током базы. Ток коллектора не может превышать, который равен

, (55)

где В - статический коэффициент усиления транзистора по току в схеме с общим эмиттером; - обратный ток коллектора, А;- сопротивление коллектора, Ом. Второе слагаемое в (55) на 3...4 порядка меньше максимально допустимого тока коллектора. Третье слагаемое в режиме насыщения очень мало ввиду большой величиныи малого напряжения насыщения. Обычно<3 В, хотя возможны

напряжения на открытом высоковольтном транзисторе до 7 В. Исходя из изложенного, вторым и третьим слагаемыми в (55) можно пренебречь и пользоваться приближенным выражением. Обычно в открытом состоянии ток базы подается с некоторым избытком

, (56)

где - коэффициент насыщения, обычно при максимальном токе коллектора=1,5...3,5.

Закрытое состояние транзистора обеспечивается подачей на базу отрицательного по отношению к эмиттеру напряжения (<0).

Схема простого УМС, обеспечивающего открывание и закрывание силового транзистора, приведена на рис.40,а. Источник питания ИП подает на усилитель положительное и отрицательное по отношению к эмиттеру силового транзистора напряжения питания постоянного тока. Управляется УМС током, который подается на светодиод оптронного транзистора VT2. Потенциал эмиттера VT1 по отношению к общей шине не превышает по абсолютной величине 2 В, поскольку он соединен с ней через p-n переходы VT3...VT5 и VD1. При протекании по светодиоду тока, достаточного для открывания VT2, база транзистора VT1 оказывается соединенной через резистор c минусом источника питания и VT1 заперт. Транзистор VT4 открыт током резистораи подает на базу силового транзистора VT5 отрицательное напряжение, величина которого равна прямому падению напряжения на диоде VD1. Силовой транзистор при этом закрыт. Резисторограничивает ток базы VT4, а резистор- ток коллектора VT4 и диода VD1.

После прекращения тока в фотодиоде транзистор VT2 закрывается и током резисторов ,открывается VT1. Ток его эмиттера поступает в базу VT3 и открывает его. Усиленный транзистором VT3 ток открывает силовой транзистор. Величина тока базы VT5 ограничена резистором. Оба состояния могут сохраняться сколь угодно долго.

Для более глубокого понимания работы УМС и силового транзистора рассмотрим динамические свойства биполярных транзисторов в схеме с общим эмиттером при переключениях. Для этого используем широко распространенный метод заряда [4, 5 §3.2]. Согласно этому методу максимально возможный мгновенный ток коллектора пропорционален заряду в базе. При скачке тока базы от нуля до неизменной величинымаксимально возможный ток коллектора нарастает пропорционально заряду базы по экспоненте с постоянной времени, приблизительно равной времени жизни неосновных носителей (например, дырок в n - базе) с учетом рекомбинации и заряда емкости коллекторного перехода

, (57)

где t - текущее время, с. В реальных схемах ток коллектора всегда ограничен также величиной тока , который определяется нагрузкой. Для силовых транзисторов это ток двигателя.

Временные диаграммы токов при открывании и закрывании транзистора приведены на рис.40,б. Длительность переднего фронта тока коллектора (до достижения ) находится из (57)

. (58)

В течение этого времени транзистор находится в активной области и избыточных зарядов нет. После превышения максимально возможным (расчетным, реально не протекающем) током коллектора тока нагрузки (тока насыщения, >) в базе накапливается избыточный заряд, величину которого можно охарактеризовать коэффициентом насыщения для мгновенных эначений

, (59)

где - действительный ток коллектора. В активной области коэффициент насыщения считается равным единице. В области насыщения токпродолжает нарастать по выражению (57), но с меньшей раза в два по сравнениюпостоянной времени, которая соответствует режиму насыщения. Ток коллектора при этом остается практически неизменным=.

Для закрывания транзистора можно подать на базу нулевое напряжение (соединить ее с эмиттером), но для ускорения процесса закрывания лучше подать отрицательный ток . Тогда максимально возможный ток коллектора будет спадать по экспоненте, стремящейся кпо уравнению

. (60)

До тех пор пока , изменения тока коллектора не происходит. Длительность этоговремени рассасывания, при котором уменьшается от максимального (равного В) до, из (60) равна

. (61)

Численное значение следует подставлять в формулы со знаком минус. Очевидно, что чем больше по абсолютной величине запирающий ток базы и чем меньше начальный коэффициент насыщения, тем быстрее закрывается транзистор. В частности, если коэффициент насыщения равен единице, то времена нарастания тока коллектора сверхи рассасывания равны нулю.

При изменение тока коллектора происходит по (60), но с постоянной времени. Длительность заднего фронта (времени спададо нуля)

. (62)

Таким образом, если в стойке один транзистор закрывается, а другой в это время открывается, то сквозной ток в стойке будет равен максимально возможному току того транзистора, у которого он меньше. Большая часть напряжения питания инвертора , подведенного к стойке, будет приложена к этому транзистору. Мощность потерь в коллекторном p-n переходе транзистора равна произведению приложенного напряжения на. Она сопоставима с номинальной мощностью двигателя. Для исключения этих чрезвычайно больших потерь необходимо вводить задержку на открывание силовых транзисторов инверторов и преобразователей постоянного напряжения.

После спадания тока коллектора до нуля избыточный отрицательный заряд в базе быстро рассасывается, ток базы и ток перехода эмиттер-база прекращаются.

Заметим, что в импульсной технике принято длительность фронтов измерять на интервале изменения переменной величины от 0,1 до 0,9 установившегося значения и наоборот. В рассматриваемых случаях нет необходимости в этом уточнении .

Для устранения времени рассасывания иногда применяют автоматическое регулирование тока базы, при котором транзистор все время находится на границе активной области и области насыщения. Это позволяет сократить время переходных процессов в биполярных транзисторах с 10...40 мкс до единиц и долей микросекунды.

Трудность поддержания транзистора на грани между областью насыщения и активной областью (будем обозначать этот режим ) обусловлена тем, что ток коллектора силового транзистора в интервалы его проводимости равен току двигателя в данный момент времени и может иметь любую величину от нуля до максимума тока статора. Эта САР должна быть чрезвычайно быстродействующей, поскольку регулируется не среднее значение тока, как в САР электропривода, а мгновенное значение и объектом управления является не двигатель, а транзистор, постоянные времени которого исчисляются микросекундами и ее долями.

Для контроля обычно используют напряжение коллектор-эмиттерсилового транзистора. На рис. 40,в показана зависимость этого напряжения от коэффициента насыщения при двух неизменных токах коллектора. В области насыщения напряжение на коллекторе обычно не превышает двух вольт и мало зависит от. По мере уменьшенияи приближения его к единицерастет все быстрее и может достигнуть нескольких сот вольт. Поскольку непосредственно измеритьне возможно,то для поддержания поддерживают= 3...4 В (точка S на рис.40,в).

Идею построения УМС с САР, обеспечивающей поддержание силового биполярного транзистора на границе активной области и области насыщения иллюстрирует рис.40,а при подключенном диоде VD2. Усилитель мощности питается прямоугольным напряжением, которое преобразуется в два постоянных напряжения, одно из них положительно по отношению к эмиттеру, а второе- отрицательно. Для открывания силового транзистора необходимо прервать ток светодиода. Тогда VT2 закроется, и током резисторови, который далее протекает через переходы база-эмиттер транзисторов VT1, VT3 и VT5 будут открыты все эти транзисторы. Каждый из этих транзисторов усиливает ток в В+1 раз. Напряжение на базе VT1(в точке T) равно сумме падений напряжения на трех открытых переходах база-эмиттер транзисторов VT5, VT3, VT1, и его можно считать постоянным. Напряжение на аноде открытого диода VD2 (точка D) равно сумме падений напряжения на диоде и на коллекторе VT5. Если>, то ток резистораи ток базы VT1 равны

. (63)

При увеличении напряжения на коллекторе силового транзистора (например из-за возрастания тока двигателя) базовые токи трех транзисторов и коэффициент насыщения VT5 увеличиваются. Согласно рис.40,в это приводит к уменьшению и возврату к точке, близкой к исходной точке S . В случае уменьшениябазовые токи и коэффициент насыщения уменьшаются иприближается к точке S снизу.

Таким образом, диод VD2 обеспечивает отрицательную обратную связь, стабилизирующую напряжение и поддерживающую. При использовании САР тока базы силового транзистора напряжение на нем в открытом состоянии увеличивается по сравнению с управлением неизменным избыточным током базы и возрастает его нагрев. Этим приходится платить за устранение времени рассасывания и существенное уменьшение мощности, потребляемой схемами управления силовыми транзисторами. При отсутствии САР тока базы его надо подавать максимальным, исходя из принятой перегрузочной способности. В действительности токи двигателя обычно намного меньше тока перегрузки. В каждом полупериоде токи коллекторов силовых транзисторов изменяются от нуля до амплитудного значения, зависящего от нагрузки, и наоборот. Поэтому при использовании САР ток базы в среднем будет существенно меньше. При этом на порядок уменьшается и потребление мощности от источника прямоугольного напряжения, питающего выпрямители УМС.

Аналогично выше рассмотренным УМС без стабилизации коэффициента насыщения выполняются и УМС современных силовых IGBT-транзисторов (биполярных транзисторов с изолированным затвором). Типовая схема УМС представлена на рис.41. Управляющий сигнал подается на вход интегральной микросхемы МС, которая управляет двухкаскадным усилителем на дополняющих МДП-транзисторах VT1...VT4. К положительному полюсу источника питания УМС подключены транзисторы VT1, VT3 с индуцированным каналом n-типа, а к общей шине подключены транзисторы VT2,VT4 c индуцированным каналом p-типа, Положительный входной сигнал проходит на выход МС и открывает транзисторы VT1, VT3 и cиловой IGBT-транзистор VT5. При нулевом уровне входного сигнала открываются VT2, VT4 и закрывается VT5. В отличие от УМС, управляющих обычными биполярными транзисторами, которые должны обеспечить достаточно большой установившийся ток базы УМС для IGBT-транзисторов должны обеспечивать подачу достаточно больших зарядов в моменты переключения. Для этого требуются токи, часто составляющие несколько ампер. Установившийся же ток сравнительно небольшой.

Схема, представленная на рис.41, предназначена для управления силовым транзистором, который подключен к минусовой (общей) шине источника питания инвертора. Источники питания всех УМС могт быть общими. Для силовых транзисторов, подключенных к плюсовой шине требуюся индивидуальные источники питания УМС каждого силового транзистора и оптронная развязка управляющих сигналов.

Переходные процессы при переключениях полевых транзисторов протекают намного быстрее, чем в ключевых схемах на биполярных транзисторах. Длительность фронтов в УМС равна 10...20 нс, длительность переключения IGBT-транзистора измеряется также десятками, реже сотнями наносекунд. Поскольку токи силовых транзисторов могут составлять сотни ампер, то ввиду больших на проводниках возникают заметные импульсы напряжения. Так проводник длиной 100 мм может иметь индуктивность порядка 50 нГн, и при=1 А/нс на нем возникает падение напряжения около 50 В. Поэтому при монтаже УМС для IGBT-транзисторов площади, охватываемые проводниками с током, должны быть минимальными (для уменьшения индуктивности). При необходимости используют витые провода , как условно показаны провода, идущие к VT5, на рис.41. Кроме того, на всех участках проводов питания подключаются конденсаторы: например,=50...200 мкФ и=5...20 мкФ танталовые или электролитические и=0,05...0,20 мкФ керамический. Каждую силовую стойку также шунтируют конденсатором емкостью 10...1000 мкФ.

Усилители мощности для силовых полевых транзисторов (MOFSET-транзисторов) строятся аналогично выше рассмотренным, но питание УМС обычно однополярное 12...15 В. Соответственно упрощается и схема УМС.

Для управления силовыми транзисторами выпускаются микросхемы (драйверы) для одного транзистора, для обоих транзисторов одной и шести транзисторов всех трех стоек АИН. Зарубежные фирмы выпускают также УМС в одном корпусе (модуле) с одним или несколькими (до 6) силовыми транзисторами, которые шунтируются встречными быстродействующими силовыми диодами. Модули могут содержать датчики тока, датчики температуры p-n переходов и др. устройства.