Учебка / Фриск том 1

370 Глава вторая. Описание лабораторных работ по ОС и РПрУ

Подъем АЧХ при а > аêð объясняется тем, что при увеличении а увеличи- вается сопротивление R по сравнению сcопротивлением R.

Переходные характеристики в области малых времен обладают:

•апериодической переходной характеристикой, при а < 0,25;

•колебательной переходной характеристикой, при а > 0,25;

•оптимальной переходной характеристикой без выброса, при а = 0,25 (рис. 8.42).

Ðèñ. 8.34

Нормирование времени установления импульса на выходе каскада с параллельной коррекцией при отсутствии выброса составляет 1,55, что в 1,42 раза меньше соответствующего времени установления в каскаде без коррекции. Полученные соотношения справедливы при условии, что выходное и входное сопротивления транзисторного каскада велики, что справедливо для усилителей на ПТ и электронных лампах. Использование в качестве АЭ биполярного транзистора, включенного по схеме с ОЭ, обладающего низким входным сопротивлением при значительном разбросе параметров (Сá′ý, Ñê, h21ý) делает применение индуктивной коррекции неэффективной. Требуется подборка параметров корректирующего звена при замене транзистора, учитывать температурную зависимость параметров транзистора. Индуктивная коррекция не применима при выполнении усилителя по интегральной технологии.

Эмиттерная ВЧ коррекция с помощью частотно-зависимой ООС широко используется в усилителях на БТ (рис. 8.1á ). Отличие принципиальной схемы усилительного каскада с коррекцией от традиционной схемы в том, что кроме

цепочки температурной стабилизации R11, C6 →	RýCý (обычное обозначе-
ние), вводится цепочка ВЧ коррекции R13, C9 →	Rýê, Cýê (элементы коррек-
öèè).

Сопротивление резисторов R13, R11 совместно с R8, R9, создавая ООС по току, обеспечивают высокую температурную стабильность точки покоя транзистора. Конденсатор большой емкости С6 шунтирует R11, исключая возникновение ООС в области рабочих частот.

Эквивалентная схема каскада (рис. 8.35) где учтено, что сопротивлением источника питания, как и конденсаторов С5, С6, С7 можно пренебречь в области верхних частот, а Rã — параллельное соединение резисторов R7, R8, R9. Корректирующая цепочка RýêCýê вследствие относительно малой величины емкости Сýê создает частотно-зависимую ООС по переменному току. Наибольшая глубина ООС будет в области низких и рабочих частот. Влияние на АЧХ Сýê будет отсутствовать (ХÑ ýê → ∞ ) и определять глубину ООС будет Rýê.

Лабораторная работа ¹ 8					371

Ðèñ. 8.35

В области ВЧ сопротивление Сýê падает, шунтирует Rýê, уменьшая ООС по переменному току и усиление каскада возрастает. При дальнейшем росте частоты входного сигнала усиление каскада снижается из-за шунтирующего действия емкостной составляющей входного сопротивления следующего каскада (на рис. 8.2 отражено емкостью С8).

Очевидно, что выбором параметров цепочки коррекции RýêCýê можно варьировать положением максимума АЧХ каскада, создавая условия, при которых АЧХ может остаться плоской, и получить при этом наибольший выигрыш по площади усиления и fâ÷ ãð. Наибольший выигрыш fâ÷ ãð может составлять 1,5—1,7 раза при определенном выборе соотношения между RýêCýê è C0Râ÷ ýêâ. Одновременно это снижает нелинейные искажения, увеличивая стабильность работы каскада, его надежность.

Величина Сýê существенно влияет на форму АЧХ резисторного каскада (цепочку RýCý можно исключить из схемы, рис. 8.35, если Rýê выбирается достаточным для обеспечения температурной стабильности режима работы транзистора).

Ðèñ. 8.36

372 Глава вторая. Описание лабораторных работ по ОС и РПрУ

Äëÿ Ñýê → ∞ АЧХ соответствует усилителю без обратной связи. Уменьшение Сýê приводит к уменьшению усиления в области нижних и средних частот за счет ООС по переменному току, возникающей на резисторе Rýê. При малом значении корректирующей емкости Сýê → 0, это сохраняется во всей области частот (усилитель охвачен ООС). Это приводит к увеличению fâ÷ ãð по сравнению со случаем Сýê → ∞ , при сохранении площади усиления. При промежуточных значения Сýê коэффициент усиления каскада за счет снижения ООС может достигать значения равного коэффициенту усиления каскада без ОС.

7.3 Низкочастотная коррекция

Низкочастотная коррекция используется в усилителях для усиления очень низкочастотных сигналов (единицы герц) или импульсов очень большой длительности.

Расширения полосы в области нижних частот или переходных характеристик в области больших времен добиваются применением цепочки развязывающих фильтров (RôCô) èëè ÎÎÑ.

Развязывающие фильтры RôCô (R20, C14 ðèñ. 8.2à) применяются для устранения гальванической связи между каскадами через общий источник питания. Ток, протекающий через источник питания, определяется в основном током выходного каскада (в многокаскадном усилителе). Применение источ- ника питания, обладающего конечным внутренним сопротивлением (не идеальный) создает на его зажимах напряжение с частотой сигнала. При отсутствии развязывающих фильтров это напряжение, приложенное через делители напряжения ко всем входам каскадов, создает на базо-эмиттерных промежутках первых каскадов, напряжение, соизмеримое с напряжением полезного входного сигнала. Возникающая ОС при некоторых фазовых сдвигах этих сигналов может приводить, при условии выполнения баланса амплитуд, к возбуждению паразитных колебаний. Включение развязывающих фильтров значительно снижает опасность передачи сигнала с выхода мощного каскада на каскады предварительного усиления, т. к. переменная составляющая выходного тока не протекает через источник питания (V10), а закорачивается на «землю» через Сô (Ñ14).

Цепочка развязывающих фильтров может одновременно использоваться и для коррекции АЧХ в области нижних частот. Схема резисторного усилительного каскада реализована по стандартной схеме (рис. 8.2à). Поскольку анализ проводится в области нижних частот, то входная емкость следующего каскада (С13) может быть исключена. Тогда эквивалентная схема усилительного каскада примет вид (рис. 8.37).

Ðèñ. 8.37

Лабораторная работа ¹ 8	373

C понижением частоты растет сопротивление Сô, а следовательно, результирующее сопротивление (можно считать Rô включен параллельно Сô, так как сопротивление источника питания примерно равно нулю) становится комплексным Zô. Это увеличиваетсопротивление в коллекторной цепи транзисто-

ðà äî R17	+ R20 = R + Rô ïðè ω → 0 (ÕÑô → ∞ ), что увеличивает коэффициент
усиления	каскада (сопротивление нагрузки каскада по переменному току R

увеличивается, а К = h21R /Râõ îý).

Эквивалентная схема выходной части каскада изображена на рис. 8.37. При ω → 0

R = (R + Rô)Rí /(R + Rô + Rí).

Увеличение R с понижением частоты компенсирует спад АЧХ из-за влияния Сð, Ñý. Эффективность коррекции тем выше, чем больше b = R/Rô и чем больше вклад R в R , что происходит при R << rêý, R << Rí. Поскольку Rí — входное сопротивление следующего каскада, которое сравнительно невелико у каскадов на БТ, такая схема коррекции наиболее эффективна при использовании в качестве активного элемента ПТ. Увеличение Rí приводит к сильной зависимости R (коэффициента усиления) от частоты. Пренебрегая

влиянием	некоторых реактивных компонентов на свойства усилителя
(Ñý áë → ∞	) и, считая на низкой частоте входное сопротивление следующего

каскада чисто активным, АЧХ с цепями коррекции имеет вид (рис. 8.38).

Ðèñ. 8.38

Коэффициент передачи K' определяет свойства схемы (рис. 8.37) левее штриховой динии, а K'' — правее нее; K — результирующий коэффициент передаяи каскада.

374 Глава вторая. Описание лабораторных работ по ОС и РПрУ

При достаточно большом значении Сô основное влияние на результирующую АЧХ оказывают Сð, Rí, и коэффициент усиления каскада определяется

Ê =	S0RR í	=	h21áRR í	(8.25)
			h11á (R + R í )
	R + R í

при плавном характере нарастания коэффициента усиления с частотой. Уменьшение Сô (Ñô → 0) изменяется результирующая АЧХ, приводя к появлению выброса, т. к. усиление в области НЧ будет определяться суммарным сопротивлением в коллекторной цепи (R + Rô)

Ê = S0 (R + R ô )R í , R + R ô + R ï

что снижает нижнюю граничную частоту (спад АЧХ при ω → 0 обусловлен

влиянием Сð).
Граничная частота по уровню 3 дБ при Сô → ∞	определяется
fí÷ ãð = 1/2π Cð(R + Rí).	(8.26)

Учитывая, что спад АЧХ происходит с наклоном 20 дБ/окт можно определить значение емкости фильтра Сô для известных Rô è Cð

Ñô = ÑðRí(R + Rô)/RRô		(8.27)
и значение граничной частоты по уровню 3	äÁ
fí÷ ãð = R/2π Cð(R + Rí)(R + Rô).		(8.28)
Введение НЧ коррекции позволяет уменьшить емкость разделительных и
блокировочных конденсаторов, при сохранении постоянной fí÷ ãð.
Переходный процесс при условии Сô → ∞	получается как в схеме без кор-

рекции (рис. 8.39).

Ðèñ. 8.39

Ïðè Ñô → 0 характер неравномерности вершины импульса сохраняется, а скорость изменения увеличивается. При конечном значении емкости Сô в момент скачка, напряжение на нем сохраняется, что соответствует Сô → ∞ . Постепенный заряд конденсатора приводит к возрастанию на нем напряжения, а уменьшение тока заряда приближает процесс изменения напряжения на Сô ê

Лабораторная работа ¹ 8	375

состоянию Сô = 0, т. е. кривая при произвольной Сô приближается к кривой Сô = 0. Рис. 8.39 указывает на возможность снижения неравномерности импульса при заданном Сð. При этом, для заданной величине неравномерности вершины (∆ скол вершины) можно снижать Сð, что позволяет уменьшить размеры и массу конденсатора (важно для ИМС).

Частотно-зависимая ÎÎÑ. Ввод ООС позволяет увеличить постоянные времени цепей, определяющих свойства АЧХ и переходных характеристик. Принципиальная схема (рис. 8.2á) обладает двумя цепями связи:

•местная ООС в первом каскада усилителя на транзисторе VT1, создаваемая за счет падения напряжения постоянной составляющей (температурная стабилизация) и переменной составляющей (ООС по переменному току). Глубина ООС является постоянной величиной (частотно-незави- симая) и определяется значением резистора R30;

•общая (частотно-зависимая), охватывающая оба каскада (C20, R31), осуществляет коррекцию АЧХ в области нижних частот. Емкость связи (С20) выбирается из условия, что при снижении частоты ООС уменьшается и коэффициент усиления каскада будет возрастать, что приведет к компенсации снижения коэффициента усиления каскада, обусловленное влиянием разделительной емкости С15.

8 Список литературы

1.Головин О. В., Кубицкий А. A. Электронные усилители. М.: Радио и связь, 1983. 323 с.

2.Павлов В. Н., Ногин В. Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств. М.: Радио и связь, 1997. 367 с.

3.Усилительные устройства / под ред. Головина О. В. М.: Радио и связь,

1993.

4.Разевиг В. Д. Система схемотехнического проектирования Micro-CAP V. М.: СОЛОН, 1997. 273 с.

5.http://WWW.spectrum-soft.com/demoform.shtm (адрес в Internet для получения студенческой версии ССМ МС).

Ð À Ç Ä Å Ë 2

Описание лабораторных работ по РПрУ

Во втором разделе учебного пособия исследуются свойства базовых узлов радиоприемников аналогового сигнала. Изучаются свойства моделей усилителей резонансного типа, преобразователей, детекторов и др. на основе принципиальных cхем устройств и применения нелинейных физических моделей активных элементов отечественного производства. Основой моделей различных устройств являются их лабораторные (физические макеты).

Устройства исследуются при уровнях входного воздействия и характеристиках входного воздействия, соответствующих реальным значениям, определяемых их положением в структуре линейного тракта приемника. Гибкость системы схемотехнического моделирования MC8 позволяет производить анализ принципиальных схем под воздействием различных факторов (изменения амплитуды, частоты входного воздействия, изменения параметров электронных схем, внешних условий и др.) не ограничиваясь построением частотных и переходных характеристик, а исследовать их влияние на спектр выходного сигнала, величину нелинейных искажений.

Лабораторная работа ¹ 5

ИССЛЕДОВАНИЕ ДРОБНОГО ДЕТЕКТОРА

1 Цель работы

Изучение физических принципов построения частотных детекторов, особенностей реализации и технических характеристик дробного детектора; машинное моделирование дробного детектора на основе принципиальной схемы, изучение технических особенностей настройки и эксплуатации и определение его основных технических характеристик с использованием системы схемотехнического проектирования Micro Cap 8 (MC).

2Задание

2.1Расчетная часть

Используя сведения о величине элементов принципиальной схемы (рис. 5.1), параметров применяемого транзистора и диодов (приведенных в приложении), рассчитать:

•параметры колебательной системы частотного детектора (ЧД);

•величину индуктивности катушки связи.

2.2 Экспериментальная часть

Для компьютерной модели дробного детектора, содержащего также оконечный каскад усилителя промежуточной частоты получить:

2.2.1.Амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) оконечного каскада усилителя, настроенного на промежуточную частоту, при отсутствии влияния последующей схемы.

2.2.2.Амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики (ФЧХ) на выходных зажимах фазосдвигающего трансформатора (ФСТ) при точной настройке контуров.

2.2.3.Амплитудно-частотные характеристики нагруженного каскада усилителя промежуточной частоты (УПЧ) для случаев расстроенного и настроенного контура ЧД, оценить полосу пропускания каскада для обоих случаев.

2.2.4.Форму напряжения на коллекторе транзистора каскада УПЧ и на нагрузке детектора при воздействии на входе частотно-модулированного (ЧМ) сигнала. Оценить величину нелинейных искажений.

378Глава вторая. Описание лабораторных работ по ОС и РПрУ

2.2.5.Зависимость амплитуды выходного напряжения и коэффициента гармоник от величины коэффициента связи согласующей индуктивности и катушки контура каскада УПЧ.

2.2.6.Характеристику подавления амплитудной модуляции.

2.2.7.Зависимость амплитуды выходного напряжения от амплитуды входного сигнала.

3 Описание принципиальной схемы частотного детектора

Дробный детектор, часто называемый детектором отношений, реализует принцип преобразования изменения частоты входного сигнала в изменение фазовых сдвигов напряжений на выходе ФСТ, создающих различные по амплитуде напряжения, приложенные к диодам. Различие значений приложенных напряжений создает на нагрузке каждого из диодных амплитудных детекторов различные по величине напряжения низкой частоты, определяющие результирующее напряжение.

Принципиальная схема ЧД (рис. 5.1) содержит усилительный каскад, нагрузкой которого является линейная цепь, состоящая из двух индуктивно связанных контуров первичного L1C1 и вторичного (L2 + L3)C10, настроенных на среднюю частоту сигнала 10,7 МГц, и катушка связи L4. В качестве актив-

Ðèñ. 5.1

Лабораторная работа ¹ 5	379

ного элемента усилителя используется транзистор 2Т 363В с проводимостью p-n-p типа, включенный по схеме с общим эмиттером.

Резистор R1 выполняет роль внутреннего сопротивления источника сигнала и в реальных схемах отражает свойства предыдущего каскада. Конденсатор С1 является разделительным и исключает взаимное влияние режимов по постоянному току предыдущего каскада, представленного в виде источника ЭДС, и, реализованного на транзисторе Q1.

Делитель R2, R3 напряжения источника питания V1 задает режим работы транзистора и обеспечивает параметрическую стабилизацию положения рабо- чей точки транзистора на семействе входных динамических характеристик. Повышение стабильности режима работы транзистора и параметров усилителя достигается введением отрицательной обратной связи по постоянному току, создаваемой за счет включения в эмиттерную цепь резистора R5. Шунтирование его конденсатором С8 исключает возникновение отрицательной обратной связи по переменному току и, при высокой стабильности режима работы транзистора и параметров усилителя, обеспечивает на рабочей частоте коэффициент усиления равный коэффициенту усиления каскада без обратной связи.

Резистор R4 в коллекторной, а R5 в эмиттерной цепи обеспечивают выбранный режим работы транзистора по постоянному току: R4 — в основном напряжение коллектор—эмиттер Uêý0, а R5 — постоянный ток коллектора Iê0. Источником питания служит батарея V1 с напряжением 6 В.

Колебательный контур L1C1, включенный в коллекторную цепь, шунтирован резистором R6, вторичный (L2 + L3)C10 резистором R18, отражающим потери в реактивных элементах контура. Катушка связи L4, подключенная к средней точке катушки индуктивности вторичного контура, индуктивно связана с катушкой L1 первичного контура.

Диоды D1 и D2 включены последовательно и вместе с элементами вторичного колебательного контура и катушкой связи образуют два диодных амплитудных детектора. Низкочастотные фильтры включают С3 и R8,R10 для детектора на диоде D1 и С4 вместе с резисторами R9,R16 для второго диодного детектора. Емкость С6 служит для устранения влияния паразитной амплитудной модуляции входного сигнала на процесс детектирования ЧМ сигнала. Нагрузкой детектора ЧМ сигнала является резистор R19, моделирующий входное сопротивление каскада усилителя низкой частоты (УНЧ). На входе УНЧ включен П-образный фильтр С5, R14, C13 и разделительный конденсатор С16.

На вход исследуемой схемы подключается источник гармонического сигнала V2 или частотно-модулированного колебания V3.

4 Методические указания по выполнению работы

4.1 Расчетная часть

Расчет параметров колебательной системы проводится с использованием исходных данных, приведенных в приложении для частоты несущего сигнала f = 10,7 МГц и частоты модуляции 15 кГц.