РП01.468823.001 ПЗ 17-18.06.2014 final

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

Рисунок 1.13 — ЕК з L-неоднорідностями у вигляді металізованих отворів: 1—діелектрична основа; 2 — шар металізації; 3 —

металізовані отвори; 4 — смуговий провідник

Хвильовий імпеданс неоднорідності у вигляді металізованого отвору визначається діелектричної проникністю основи, зазором між сигнальним провідником і отвором і площею перекриття сигнального провідника “дном” отвору. При заданому матеріалі основи і ширині зазору значення ZL

зменшується із збільшенням площі перекриття. Найбільшу площу перекриття,

рівну площі отвору, має сигнальний провідник, форма і розміри якого над отвором такі ж, як і форма і розміри дна. Таким чином, мінімальне значення ZL

обмежено площею дна отвору. Подальше підвищення ефективності

L-неоднорідностей забезпечується виконанням отворів з боку сигнального провідника.

У випадку, показаному на рис. 1.14, хвильовий імпеданс визначається площею всій поверхні отвору, а не лише площею його дна. При однакових діаметрах неоднорідностей з боку сигнального провідника ефективніші неоднорідності з боку металізованої поверхні. Це забезпечує зменшення хвильового імпедансу і, значить, поліпшення розв'язки сигналів.

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							21
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

Рисунок 1.14 — ЕК з L-неоднорідностями у вигляді отворів,

виконаних з боку сигнального провідника і гальванічно пов'язаних з ним

Рисунок 1.15 — Частотні залежності коефіцієнтів проходження (а) і

відображення (б) для ЕК-L з неоднорідностями, виконаними на сигнальній (1) і на заземленою (2) поверхнях

КС дуже актуальні для виготовлення фільтрів радіота НВЧ-діапазону.

Вони активно розвиваються і використовуються на протязі останніх 10 років.

Тому доцільно скористатися перевагами при побудові фільтра Wi-Fi діапазону.

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							22
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

2ЧАСТОТНА СЕЛЕКЦІЯ СИГНАЛІВ WI-FI-ДІАПАЗОНУ

2.1Вимоги та особливості стандарту IEEE 802.11

Розглядаючи історію стандартів бездротового зв'язку, що використовуються для створення бездротових локальних мереж (Wireless Local Area Network, WLAN), напевно, варто згадати про стандарт IEEE 802.11, який хоча вже й не зустрічається в чистому вигляді, але є прабатьком всіх інших стандартів бездротового зв'язку для мереж WLAN.

У стандарті 802.11 передбачено використання частотного діапазону від

2400 до 2483,5 МГц, тобто діапазону шириною 83,5 МГц, розбитого на декілька частотних підканалів.

В основі стандарту 802.11 лежить технологія розширення спектру

( Spread Spectrum, SS), яка має на увазі, що спочатку вузькосмуговий ( в сенсі ширини спектра) корисний інформаційний сигнал при передачі перетворюється таким чином, що його спектр виявляється значно ширше, ніж спектр початкового сигналу. Одночасно з розширенням спектра сигналу відбувається і перерозподіл спектральної енергетичної щільності сигналу — енергія сигналу також розподіляється по спектру.

У протоколі 802.11 застосовується технологія розширення спектра методом прямої послідовності ( Direct Sequence Spread Spectrum, DSSS ). Суть її полягає в тому, що для розширення спектра спочатку вузькосмугового сигналу в кожен рухаючись інформаційний біт вбудовується чіпова послідовність, яка являє собою послідовність прямокутних імпульсів. Якщо тривалість одного чіпового імпульсу в n разів менше тривалості інформаційного біта, то і ширина спектра перетвореного сигналу буде в n разів більше ширини спектра початкового сигналу. При цьому амплітуда переданого сигналу зменшиться в n

разів.

Чіпові послідовності, що вбудовуються в інформаційні біти, називають шумоподібним кодами (PN-послідовностями ), що підкреслює ту обставину, що

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							23
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

результуючий сигнал стає шумоподібним і його важко відрізнити від природного шуму.

Для розширення спектру можна скористатися випадковою чіповою послідовністю. Однак виникає питання, як такий сигнал приймати. Адже якщо він стає шумоподібним, то виділити з нього корисний інформаційний сигнал не так-то просто, якщо взагалі можливо. Проте зробити це можна, але для цього потрібно відповідним чином підібрати чіпову послідовність. Використовувані для розширення спектра сигналу чіпові послідовності повинні задовольняти певним вимогам автокореляції. Під автокореляцією в математиці мають на увазі ступінь подібності функції самій собі в різні моменти часу. Якщо підібрати таку чіпову послідовність, для якої функція автокореляції матиме різко виражений пік лише для одного моменту часу, то такий інформаційний сигнал можна буде виділити на рівні шуму. Для цього в приймачі отриманий сигнал множиться на чіпову послідовність, тобто обчислюється автокореляційна функція сигналу. У результаті сигнал знову стає вузькосмуговим, тому його фільтрають у вузькій смузі частот, рівної подвоєної швидкості передачі. Будь-яка перешкода, яка потрапляє в смугу вихідного широкосмугового сигналу, після множення на чіпову послідовність, навпаки,

стає широкосмугової і обрізається фільтрами, а у вузьку інформаційну смугу потрапляє лише частина перешкоди, за потужністю значно менша, ніж перешкода, діюча на вході приймача.

Чіпових послідовностей, що відповідають зазначеним вимогам автокореляції, існує досить багато, але особливий інтерес представляють так звані коди Баркера, оскільки саме вони використовуються в протоколі 802.11.

Коди Баркера мають найкращі серед відомих псевдовипадкових послідовностей властивості шумоподібності, що й зумовило їх широке застосування. У

протоколах сімейства 802.11 використовується код Баркера завдовжки в 11

чіпів.

Для того щоб передати сигнал, інформаційна послідовність біт в приймачі складається по модулю 2 ( mod 2 ) c 11-чіповим кодом Баркера з

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							24
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

використанням логічного елемента XOR ( виключає АБО ). Таким чином,

логічна одиниця передається прямою послідовністю Баркера, а логічний нуль

— інверсійною послідовністю.

За інформаційної швидкості 1 Мбіт/с швидкість проходження окремих чіпів послідовності Баркера становить 11x106 чіпів в секунду, а ширина спектра

такого сигналу - 22 МГц [7].

Враховуючи, що ширина частотного діапазону дорівнює 83,5 МГц в даному частотному діапазоні можна вмістити три неперекриваючих частотних канали. Однак весь частотний діапазон прийнято ділити на 11 частотних перекриваючих каналів по 22 МГц, віддалених один від одного на 5 МГц.

Наприклад, перший канал займає частотний діапазон від 2400 до 2423 МГц і відцентрований щодо частоти 2412 МГц. Другий канал відцентрований щодо частоти 2417 МГц, а останній, 11-й канал - відносно частоти 2462 МГц. При такому розгляді 1, 6 і 11 -й канали не перекриваються один з одним і мають 3-

мегагерцевий проміжок. Саме ці три канали можуть застосовуватися незалежно

один від одного.

Для модуляції синусоїдального несучого сигналу за інформаційної

швидкості 1 Мбіт/с використовується відносна двійкова фазова модуляція

( Differential Binary Phase Shift Key, DBPSK ).

При цьому кодування інформації відбувається за рахунок зсуву фази синусоїдального сигналу по відношенню до попереднього стану сигналу.

Двійкова фазова модуляція передбачає два можливих значення зсуву фази — 0 і p. Тоді логічний нуль може передаватися синфазним сигналом ( зсув по фазі

дорівнює 0), а одиниця - сигналом, який зрушений по фазі на p.

Інформаційна швидкість 1 Мбіт/с є обов'язковою в стандарті IEEE 802.11

( Basic Access Rate ), але параметрично можлива і швидкість в 2 Мбіт/с

( Enhanced Access Rate ). Для передачі даних на такій швидкості використовується та ж технологія DSSS з 11-чіповими кодами Баркера, але для модуляції несучого коливання застосовується відносна квадратурна фазова модуляція ( Differential Quadrature Phase Shift Key ).

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							25
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

Бездротові точки доступу, що працюють в смузі частот 2,4 ГГц, в межах однієї зони покриття обслуговування повинні уникати перекриття каналів для забезпечення якості бездротової мережі.

Рисунок 2.1 — Частотні канали Wi-Fi діапазону [8]

Більшість бездротових локальних мереж 802.11n використовують канали

40 МГц тільки в діапазоні частот 5 ГГц. У мережах, що використовують смугу частот 5 ГГц ( 802.11n ), проблеми пересічних каналів не існує.

Пристрої стандарту 802.11n можуть використовувати ширину каналу 20

або 40 МГц в будь-якому частотному діапазоні ( 2,4 або 5 ГГц ). При використанні ширини каналу 40 МГц (пристрої 802.11n ) відбувається подвійне збільшення пропускної здатності в порівнянні з шириною каналу 20 МГц

( пристрої 802.11b/g ).

У смузі частот 5 ГГц доступно 19 непересічних каналів, які більш придатні для застосування в пристроях стандарту 802.11n, що забезпечують

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							26
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

максимально можливу швидкість передачі даних. Сигнали розподіляються без взаємного перекриття каналів з шириною смуги 40 МГц.

Однак, при використанні смуги 40 МГц пристроями 802.11n, їх роботі можуть заважати існуючі 802.11b/g точки доступу, що призведе до зниження продуктивності всього сегмента мережі.

Рисунок 2.2 — 802.11b (DSSS) ширина канала 22 МГц

Рисунок 2.3 — 802.11g/n (OFDM) ширина канала 20 МГц

Рисунок 2.4 — 802.11n (OFDM) ширина канала 40 МГц

2.2 Вступ до методології розрахунку смугового фільтра

Перед розробником НВЧ фільтрів практично завжди стоїть завдання забезпечити необхідні частотні характеристик пристрою при мінімально можливих габаритах фільтра. При значному тиражі виробів важлива технологічність виробництва фільтрів (складність виготовлення і подальша настройка). Вирішуючи ці завдання в комплексі, інженер часто віддає перевагу мікросмужкової реалізації НВЧ фільтра [9].

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							27
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

Поряд з компактністю і технологічністю, така реалізація має серйозні недоліки. Мікросмужкові резонатори мають невисоку власну добротність

(звичайно не більше 200). Це призводить до помітних втрат в смузі пропускання, особливо у вузькосмугових фільтрах, і, що часто більш важливо,

до збільшення нерівномірних АЧХ: на краях смуги пропускання втрати більше,

ніж у центрі. Інша проблема пов'язана з паразитними зв'язками між елементами фільтра, що спотворюють частотну характеристику і заважають отриманню високих рівнів ослаблення в смугах загородження.

За останні роки з'явилося безліч мікросмужкових схем фільтрів,

покликаних вирішити ті чи інші проблеми. Помітного поліпшення вибірковості вдалось досягти за реалізації характеристик квазіеліптичного типу, з полюсами загасання поблизу смуги пропускання. Відомі переваги в селективності еліптичних характеристик перед чебишовськими довго не використовувалися в НВЧ діапазоні, тому що класичні LC-прототипи смугових еліптичних фільтрів при спробі прямої мікросмужкової реалізації призводять до не технологічного і дуже трудомісткого налаштування конструкцій.

Рішення було знайдено за допомогою введення додаткових зв'язків між резонаторами фільтра. При цьому так звані квазіеліптичні характеристики майже не поступаються за вибірковості еліптичних, в той же час мікросмужкова реалізація залишається технологічною і легко настроюється у виробництві. Резонатори утворені напівхвильовими лініями, зігнутими у вигляді квадрата або шпильки. Така конфігурація підходить для порівняно нешироких смуг пропускання — до 10...15%. У широкосмугових фільтрах такої конструкції виникають труднощі з реалізацією сильних зв'язків між резонаторами, оскільки зазори між провідниками занадто малі для стандартної технології друкованих плат. У нижній частині НВЧ-діапазону ці фільтри недостатньо компактні.

Свого часу були запропоновані особливо компактні фільтри на шпилькових резонаторах, короткозамкнених з одного кінця. Поперечний розмір такого фільтра складає приблизно 1/8 довжини хвилі в мікросмужкової лінії в

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							28
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

середині смуги пропускання. Далі розглядатимуться варіанти побудови фільтрів підвищеної селективності на резонаторах такого типу, з полюсами загасання поблизу смуги пропускання.

Підхід до проектування даних фільтрів розглянемо на прикладі фільтра

4-го порядку (рис. 2.5).

Рисунок 2.5 — Топологія мікросмужкового чвертьрезонаторного фільтра з додатковою зв'язком К14;

Резонатори 1 і 2, 3 і 4 зв'язані своїми розімкненими частинами, що дає зв'язок ємнісного типу, а резонатори 2 і 3 — короткозамкненими, що забезпечує трансформаторний зв'язок. Вузька лінія К14 здійснює додаткову ємнісний зв'язок резонаторів 1 і 4. Відповідно до загальної теорії пов'язаних резонаторів,

таке поєднання типів зв'язку в четвірці резонаторів дає пару полюсів загасання по обидві сторони від смуги пропускання, підвищуючи вибірковості фільтра.

Вхід і вихід фільтра - автотрансформаторного типу.

В принципі, якщо розробник фільтра має однин з сучасних пакетів електродинамічного моделювання планарних структур (ADS, Sonnet,

Microwave Office, Genesis), можливо оптимізувати всі розміри фільтра, задавши вимоги до його АЧХ. Однак процес оптимізації може зайняти дуже багато часу і не привести до прийнятного рішення, якщо початкове наближення вибране

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							29
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата

Підп. і дата

Інв.№ правн. Підп. і дата Взам. інв. № Інв.№

невдало, тобто занадто далеко від шуканого оптимуму. Ще складніше безпосередньо синтезувати топологію фільтра вищого порядку.

Проектування доцільно починати з синтезу прототипу фільтра на зосереджених елементів (риc. 2.6).

Рисунок 2.6 — LC-прототип фільтра

Мікросмужкові резонатори замінені паралельними LC-контурами, зв'язку контурів 1 і 2, 3 і 4, 1 і 4 — ємнісні, у контурів 2 і 3 зв'язок індуктивна. Цей LC-

прототип лише наближено відповідає мікросмужковій структурі (рис. 2.5), але,

як показала практика, допомагає отримати гарне початкове наближення до шуканої топології фільтра. Значення елементів схеми прототипу розраховані методом чисельної оптимізації. Коефіцієнти ємнісний К12 К34, К14 і

індуктивного зв'язку К23 резонансних контурів виражаються як:

K12 C12 C1C2 , K14 C14 C1C4 , K23 M23 L2 L3 .

На рис. 2.7 приведені АЧХ синтезованого прототипу (пунктир) і

мікросмужкової реалізації. Характеристики близькі в околиці смуги пропускання, у смугах загородження відмінності більш помітні. Так,

мікросмужковий фільтр, на відміну від прототипу, має два полюси загасання знизу від смуги пропускання. Моделювання показало, що другий, більш низькочастотний полюс викликаний компенсацією введеної зв'язку К14

індуктивної просторової зв'язком резонаторів 1 і 4. Для порівняння також

							Лист
						РП01.468843.001 ПЗ
							30
	Зм.	Лист	№ докум.	Підп.	Дата