сессия - 2 / Сучасні технології / Лекция по ПЛ

ПРИНЦИПЫ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ПОЛОСКОВЫХ ЛИНИЙ СВЧ ПРИ ПОСТРОЕНИИ СРЕДСТВ БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ

1.Конструкции полосковых линий СВЧ

1.1.Преимущества при использовании полосковых линий в мобильной аппаратуре.

В настоящее время мобильная аппаратура связи широко использует диапазон сверхвысоких частот (СВЧ) – дециметровый, сантиметровый и миллиметровый. При этом очень большое значение имеют такие параметры, как габариты и масса аппаратуры. В микроэлектронике СВЧ широкое применение получили интегральные схемы. Основу таких схем составляют, как правило, отрезки полосковых (микрополосковых линий, МПЛ) в виде тонких слоев металла, нанесенных на листы диэлектрика (подложки) с диэлектрической проницаемостью 10 и более. (На практике в МПЛ применяют подложки и с меньшей диэлектрической проницаемостью, например из плавленого кварца (ε = 3,78)). Наиболее распространены экранированные несимметричные МПЛ (рис. 1.1). МПЛ используют во всем диапазоне СВЧ. По сравнению с полыми волноводами МПЛ обладают рядом недостатков – имеют более высокие погонные потери и сравнительно низкую передаваемую мощность (средняя мощность – десятки ватт, импульсная – единицы киловатт). Кроме того, открытые МПЛ излучают энергию в пространство, из-за чего могут возникать нежелательные электромагнитные связи.

Но МПЛ обладают и важными достоинствами. Они имеют малые габариты и массу, дешевы в изготовлении, технологичны и удобны для массового производства методами интегральной технологии. Это позволяет реализовывать на пластине из металлизированного с одной стороны диэлектрика целые узлы и функциональные модули в микрополосковом исполнении.

Рис.1.1. Циркулятор, изготовленный с использованием микрополосковой технологии

Важно отметить, что на такие узлы могут устанавливаться активные элементы (диоды СВЧ, биполярные и МОП-транзисторы). Это позволяет создавать на основе полосковых линий малогабаритные приёмные и передающие модули с высокими характеристиками. Широкое развитие и распространение микрополосковой техники обусловлено и тем, что к ее изготовлению можно применить технологию печатных плат (рис.1.1), например, травление печатных проводников или вакуумное напыление.

1.2. Конструкция полосковых линий

Полосковой линией (ПЛ) называют направляющую систему открытого или закрытого типа, состоящую из двух или более изолированных друг от друга проводящих полосок.

На практике наиболее часто используются следующие виды линий: а) симметричная полосковая линия,

б) несимметричная полосковая линия (иногда в литературе также называется микрополосковой линией),

в) щелевая полосковая линия, г) компланарная полосковая линия, и некоторые другие.

Как правило, полосковые линии выполняются в виде тонких металлических слоев, нанесенных на листы диэлектрика (рис.1.2). На рисунке обозначена ширина полоски w, толщина проводника t, толщина диэлектрика h. В качестве диэлектрика используются полимерные материалы (фторопласт, полиэтилен, полистирол), имеющие относительную диэлектрическую проницаемость εr =2,2…2,4 и малое значение потерь в диапазоне СВЧ tgδ=10-3…10-4, керамические материалы с εr =9…80, плавленый кварц, сапфир, ферриты. При изготовлении полосковых линий часто используют фольгированную стеклоткань и другие диэлектрики. В качестве проводящих материалов используют медь, латунь, которые покрывают серебром и золотом. Для улучшения сцепления диэлектрической подложки и металлических полосок могут использовать тонкую плёнку хрома.

t

h	t	h

а) симметричная полосковая линия	б) несимметричная полосковая
	(микрополосковая) линия

Рис. 1.2. Симметричная (а) и несимметричная (б) полосковая линия

Симметричная полосковая линия представляет собой тонкую металлическую полоску конечной ширины w, расположенную между двумя параллельными металлическими пластинами на одинаковом расстоянии от каждой из них (рис. 1.2а). Зазор между полоской и заземленными пластинами по конструктивным соображениям (жесткость крепления и т. п.) и с целью сокращения размеров микроволновых микросхем заполняется твердым диэлектриком (εr > 1). Основным типом волны, распространяющейся вдоль симметричной ПЛ, является поперечная Т-волна. Строгий анализ структуры волны в симметричной линии может быть выполнен сложными методами электродинамики, однако качественное представление о волне в полосковой линии можно получить,

последовательно деформируя её из коаксиальной линии, как показано на рис.1.3 [1]. Сплошными линиями показаны силовые линии вектора E , пунктирными - вектора H .

Рис. 1.3. Структура поля в симметричной полосковой линии

Микрополосковая линия (МПЛ) (называемая иначе несимметричной полосковой линией) является наиболее распространённым типом ПЛ. Основным (низшим) типом волны, распространяющейся в МПЛ, служит волна типа квази-Т, силовые линии электрического поля которой проходят не только в диэлектрике, но и вне его. Структуру поля можно построить путём последовательной деформации структуры поля в симметричной двухпроводной линии (рис.1.4):

Рис.1.4. Структура поля в несимметричной полосковой линии

У волны квази-Т продольные составляющие векторов E и H очень малы. Чем

больше значение εr, тем меньше силовые линии вектора E выходят из диэлектрика в воздух.

На рис. 1.5 показана щелевая линия. Щелевая линия применяется в устройствах, где требуется обеспечить большое волновое сопротивление линии передачи, включение последовательных шлейфов и короткозамыкающих элементов, а также в интегральных микросхемах совместно с микрополосковыми линиями. В щелевой линии распространяется волна Н-типа.

В интегральных СВЧ схемах широко применяются компланарные волноводы. Использование компланарных волноводов в СВЧ устройствах повышает гибкость конструирования, упрощает исполнение при реализации некоторых функциональных устройств. Конфигурация компланарного волновода показана на рис. 1.6,а. Другая

конфигурация (рис. 1.6,б) называется компланарной полосковой линией. Обе конфигурации относятся к категории «компланарных линий», в которых все проводники расположены в одной плоскости (на одной стороне подложки). Достоинством линий этих типов является возможность более простого монтажа пассивных и активных компонентов последовательно или параллельно с линией. При этом нет необходимости в высверливании отверстий или изготовлении пазов в подложке.

Рис.1.5. Щелевая линия

t

h

а)

б)

Рис.1.6. Компланарный волновод (а) и компланарная полосковая линия (б)

При малых расстояниях S между компланарными полосками электромагнитная волна, распространяющаяся по одной из них, будет возбуждать волну, распространяющуюся вдоль другой полоски. Благодаря такой связи часть энергии будет передаваться в другую полоску и возбудит там волну. Анализируя силовые линии поля и токи, протекающие в полосках, можно показать, что направление распространения волны в другой полоске может быть противоположно направлению волны в первой (т.н. нечетная волна). Это явление используется в технике СВЧ при создании направленных ответвителей, мостовых схем, фильтров и других устройств.

Рис.1.7. Нечетная мода в параллельных полосках

Возможно также распространение четных волн, когда направление силовых линий векторов и токов в полосках одинаковы, как показано на рис.1.8:

Рис.1.8. Четная мода в параллельных полосках

1.3. Расчет вторичных параметров полосковых линий

1.3.1. Волновое сопротивление

До последнего времени анализ и расчет параметров МПЛ проводились в квазистатическом приближении, т.е. в предположении, что в МПЛ распространяется лишь Т-волна. Такое приближение позволяет получить удовлетворительные результаты только в наиболее длинноволновой части диапазона СВЧ, когда длина волны значительно превышает поперечные размеры линии. С повышением частоты, по мере продвижения в область сантиметровых волн и освоения миллиметровых волн, квазистатический метод дает все большую погрешность. Это связано с тем, что не учитывается дисперсионность линии (зависимости параметров от частоты) и наличие в ней волн высших типов. Поэтому для строгого анализа и расчета параметров МПЛ, удовлетворяющих потребностям практики, необходимо использовать электродинамический подход и математические модели, адекватно отражающие физические процессы в реальной МПЛ.

В технической литературе приводится достаточно большое число различных формул и номограмм для расчёта вторичных параметров полосковых линий. Они отличаются используемым математическим аппаратом и гарантируемой погрешностью. В качестве примера приведём методику расчёта такого важного вторичного параметра, как волновое сопротивление.

С погрешностью, не превышающей 1,24%, для расчёта волнового сопротивления симметричной линии можно найти по следующим формулам [1] (обозначения размеров соответствуют рис.1.2, 1.5 и 1.6):

а) при

где

w

>

−

t

h

0,35 1

, широкая полоска,

h

Zв =

1

30π ,

(1.1)

εr a

w

+ A

1

h

a =

1

,

t

1

1 −

h

A = π1 [2a1 ln(a1 +1)−(a1 −1)ln(a12 −1)];

	w			t
б) при	h	≤ 0,35 1	−		, узкая полоска,
				h

Zв

=

1

4h

,

(1.2)

εr

60ln

πd

t

t 2

где

d = w 0,5

+ 0,8

−0,12

.

w

w

Можно сделать вывод, что волновое сопротивление:

-уменьшается при увеличении диэлектрической проницаемости подложки εr, увеличении ширины полоски w и толщины t;

-увеличивается при увеличении толщины подложки h.

Для несимметричной полосковой (микрополосковой) линии справедливы расчётные формулы с погрешностью 0,6% [1]:

а) при wh > 2 , широкая полоска,

Zв =

1

120π

,

(1.3)

ε

w

2

w

r

+

ln 17,08

+ 0,92

h

π

2h

б) при wh ≤ 2 , узкая полоска,

Zв =	1			8h	+	w2			(1.4)
	εr	60 ln				32h	2	.
				w

Эти формулы справедливы, если ширина подложки более чем в десять раз шире ширины полоски w.

1.3.2. Длина волны в линии

В полосковой линии длина волны может быть найдена из выражения λ = λ0 ,

в	εэфф

где λ0 - длина волны в свободном пространстве,

εэфф - эффективное значение относительной диэлектрической проницаемости.

В случае полосковой симметричной линии с большой степенью точности εэфф =εr .

Волна основного типа, распространяющаяся в МПЛ, отличается от Т-волны наличием продольных компонент электромагнитного поля, обусловленных несимметричным заполнением линии диэлектриком (неоднородной диэлектрической средой). Для несимметричной полосковой линии часть электромагнитной энергии волны

распространяется в диэлектрическом слое, а часть в воздухе, над слоем. В этом случае εэфф зависит от геометрических размеров линии и относительной диэлектрической

проницаемости подложки εr . Строгого решения задачи по определению типов

электромагнитных волн в МПЛ нет. Электродинамическая задача требует задания граничных условий на всем контуре поперечного сечения подложки, как в местах её контакта с металлом, так и со свободным пространством. Значения эффективной диэлектрической проницаемости εэфф вычисляются по следующим формулам [1]:

	εэфф =			εr +1	+	εr −1	F −Q ,	(1.5)
				2		2
где F =	1		,
	1 +10	h
		w
Q =	εr −1 t		h .
	4,6 h		w

1.3.3. Высшие типы волн

Максимальная рабочая частота в полосковой линии ограничена возможностью возбуждения волны Н-типа. Для широких линий критическая частота (в ГГц) Н-волны низшего типа определяется формулой [2]:

fкр =	75	, ГГц,	(1.6)
h	εr	−1

где h – в миллиметрах.

Из этой формулы видно, что критическая частота уменьшается при увеличении расстояния между заземленными пластинами или увеличении диэлектрической проницаемости.

На высших типах волн плотность тока проводимости в поперечном сечении полоски по ширине изменяет своё направление (в одной части полоски ток течёт вдоль направления распространения волны, в другой части в противоположном направлении, рис.1.9). Кроме того, фазовые скорости распространения высших типов волн отличаются от скорости основного типа волны, что приводит к дисперсии сигналов.

	Ток
-w/2 0	w/2
	x

Рис.1.9. Распределение плотности тока в поперечном сечении полоски для высшего типа волн

2. Конструкция и параметры основных элементов полосковых линий СВЧ

Полосковые линии применяют на различных частотах: от постоянного тока до миллиметровых волн.

На длинах волн более 10 м полосковые линии являются основой печатных плат. При этом пассивные элементы R, L, C выполняются в виде навесных элементов. В сантиметровом диапазоне волн пассивные элементы реализуются в виде отрезков полосковых линий, а активные элементы припаиваются к ним. Таким образом, в интегральных схемах диапазона СВЧ различают элементы с распределенными и сосредоточенными параметрами. Элементы с сосредоточенными параметрами имеют максимальный размер l, значительно меньший, чем длина волны λ в линии (как правило, l/λ<0,1). В этом случае можно пренебречь фазовым сдвигом на длине элемента.

При большом объеме выпуска интегральных схем, элементы с сосредоточенными параметрами дешевле элементов с распределенными параметрами. Кроме того, они обладают большей широкополосностью. Однако на частотах более 10 ГГц элементы с сосредоточенными параметрами, как правило, имеют более высокие потери и низкую добротность по сравнению с элементами с распределенными параметрами, а также обладают паразитными связями. Поэтому на частотах выше 10 ГГц применяются главным образом элементы с распределенными параметрами.

Рассмотрим наиболее типичные элементы интегральных схем СВЧ.

2.1. Индуктивности

Последовательная индуктивность (рис. 2.1, а) может выполняться в виде отрезка МПЛ с высоким волновым сопротивлением и длиной l, не превышающей λ/8 (рис. 2.1, б). Значение индуктивности можно оценить по формуле

L =	2πZ1l	(2.1)
	ωλ

Где Z1 – волновое сопротивление узкого отрезка МПЛ; ω - круговая частота. Недостатками такой индуктивности являются большие габариты, а также трудности, возникающие при необходимости её подстройки.

Рис. 2.1. Эквивалентная схема последовательной индуктивности (а) и её топология (б)

Рис. 2.2. Эквивалентная схема параллельной индуктивности (а) и её реализации в виде короткозамкнутого (б) и разомкнутого (в) шлейфов

Короткозамкнутый на конце шлейф с высоким волновым сопротивлением Z1 (рис. 2.2, б) представляет собой параллельную индуктивность (рис. 2.2, а). Его длина l<λ/8. Значение индуктивности рассчитывается по формуле (2.1). По постоянному току параллельная индуктивность обеспечивает короткое замыкание на “землю”. Если необходимо избежать короткого замыкания, применяется разомкнутый на конце шлейф длиной λ/4<l<λ/2 (рис. 2.2, б).

Малые индуктивности (до единиц наногенри) выполняются в виде прямоугольного проводника (рис. 2.3, а), петли в форме круга (рис. 2.3, б) или квадрата (рис. 2.3, в). В качестве дросселей и контурных индуктивностей используются спиральные индуктивности круглой или прямоугольной формы (рис. 2.4, а, б). Современная технология позволяет получать индуктивности от единиц до сотен микрогенри.

Рис. 2.3. Варианты топологии малых индуктивностей.

Рис. 2.4. Варианты топологии спиральных индуктивностей в микрополосковом исполнении.

При расчете индуктивностей можно пренебречь, если толщина подложки в 10…20 раз превышает ширину проводника. При необходимости для устранения влияния экрана металлизация на нижней стороне подложки непосредственно под индуктивностями удаляется. Расчет индуктивностей можно провести с помощью справочных материалов. Подстройка индуктивностей может осуществляться запайкой перемычек контактных площадок (рис. 2.4, в), что позволяет изменять число витков.

Для экономии площади плоские катушки могут выполняться в многослойном варианте. Витки индуктивностей располагаются на керамических пластинках, которые наклеиваются друг на друга, при этом осуществляются все необходимые соединения.

В нижней части диапазона СВЧ часто применяются обычные малогабаритные катушки индуктивности.

2.2. Конденсаторы

Сосредоточенная последовательная ёмкость (рис. 2.5, а) может быть образована зазором в линии передачи, как показано на (рис. 2.5, б). Такая ёмкость обычно невелика (единицы пикофарад) и может быть рассчитана по формуле:

S		1			λ		(2.2)
	=			ln ctg		ωZ0C
2w		π			4w

Рис. 2.5. Эквивалентная схема сосредоточенной последовательной емкости (а) и варианты её реализации (б)-(г).

Несколько большие ёмкости (10…20 пФ) можно получить на основе гребенчатой структуры (рис. 2.5, в). Достоинствами их являются высокая добротность и большое пробивное напряжение. Так, на чаcтоте 2 ГГц, достигнута добротность 677 при емкости 2,9 пФ. Несмотря на сложность подстройки и малую ёмкость, показанные на (рис. 2.5, б,в) структуры находят широкое применение благодаря своей простоте.

Трехслойная конструкция (рис. 2.5, г) может обеспечить значительно большую емкость. Емкость (пФ) определяется при этом по формуле плоского конденсатора:

C =

8,855 10−3εr wl

(2.3)

t

где все размеры берутся в миллиметрах.

Параллельную ёмкость (рис. 2.6, а) можно выполнить в виде короткого отрезка несимметричной линии длиной l < λ/8 с низким волновым сопротивлением, как показано на (рис. 2.6, б), либо в виде одинарного шлейфа (рис. 2.6, в). В обоих случаях ёмкость рассчитывается по формуле:

C =	2πl	(2.4)
	Z ωl
	1

При необходимости подстройки ёмкости применяется сетчатая структура, отдельные ячейки которой первоначально изолируются друг от друга (рис. 2.6, г). Недостатком таких структур является малая удельная ёмкость. Например, подобный элемент на поликоровой подложке толщиной 1 мм и площадью 1 см2 имеет ёмкость

8,85пФ.

Параллельная ёмкость реализуется также в виде плоского конденсатора прямоугольной (рис. 2.7) или любой иной формы.