Добавил:
Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:

suep_metod_sem2 / suep_metod_sem2 / 5.3 - Полупроводниковые ПЧ

.pdf
Скачиваний:
51
Добавлен:
03.03.2016
Размер:
550.7 Кб
Скачать

Полупроводниковые преобразователи частоты

Преобразователь частоты (ПЧ) − это устройство, выполняющее преобразование переменного напряжения или тока фиксированной амплитуды и частоты в переменное напряжение или ток, регулируемое по амплитуде и частоте. Современные полупроводниковые ПЧ по принципу построения силовой части делятся на 2 класса:

ПЧ с непосредственной связью с сетью (циклоконверторы);

ПЧ со звеном постоянного тока.

Среди ПЧ второго класса, в свою очередь, различают ПЧ на основе автономного инвертора тока (АИТ) и ПЧ на основе автономного инвертора напряжения (АИН), ПЧ с управляемым или неуправляемым выпрямителем.

Преобразователь частоты с автономным инвертором напряжения и управляемым выпрямителем

Схема этого ПЧ имеет вид, представленный на рис.5.15. ПЧ включает в себя АИН с системой управления СУИ и управляемый выпрямитель (УВ) с системой управления СУВ. В звене постоянного тока предусматривают LCфильтр, предназначенный для сглаживания выпрямленного напряжения УВ.

M

Рис.5.15. Схема ПЧ с АИН и УВ.

Выпрямитель принципиально может выполняться по любому из вариантов схем, рассмотренных ранее. Управление выпрямителем (СУВ) должно обеспечивать стабилизацию напряжения Ud на заданном уровне, соответст-

вующем сигналу задания напряжения UЗ.U .

Рис.5.17. Схема включения обмоток статора при питании от АИН и открытых ключах 1, 5, 6.

В приводах малой и средней мощностей УВ, как правило, нереверсивный, т.е., не обеспечивает рекуперативного режима, поэтому в тормозном режиме рассеивание энергии, поступающей от двигателя, происходит в тормозном резисторе RT (клампер), который подключается к шинам постоянного тока с помощью ключа KT.

АИН обычно выполняется по трехфазной мостовой схеме (как показано на рис.5.15), содержащей 6 управляемых ключей 1…6 с двухсторонней проводимостью. В настоящее время ключи обычно выполняются на транзисторах, обеспечивающих протекание тока в направлении от «+» к «–». Обратная проводимость обеспечивается диодами обратного тока. Управление электрической частотой S на выходе ПЧ осуществляется путем воздействия на СУИ, в кото-

рой сигнал задания частоты UЗ. f преобразуется в длительность сигналов

управления подаваемых на транзисторы инвертора в соответствии с определенным алгоритмом.

Например, диаграмма состояния ключей инвертора при угле проводимо-

сти каждого ключа , представлена на рис.5.16.

 

T 2 S

В каждый момент

времени

замкнуты 3 ключа. Это обусловливает

 

то, что к какой-то одной фазе прило-

 

жено напряжение, по абсолютной ве-

 

личине равное 2U0 3, а к двум дру-

 

гим – величиною U0 3 противопо-

 

ложной полярности, где U0

– величи-

 

на напряжения на входе АИН.

t

Рис.5.16. Диаграмма состояний ключей АИН при .

Например, на первом интервале замкнуты ключи 5, 6, 1, и схема включения обмоток статора имеет вид, показанный на рис.5.17. Ввиду фактического параллельного соединения двух фаз А и С падение напряжения на каждой из них оказывается в 2 раза

меньше, чем на фазе В. Тогда uSA U03 ,

uSB 2U03, uSC U03. Аналогично можно

получить значения фазных напряжений для других

элементарных интервалах t, полная таблица схем включения обмоток статора при разных состояниях ключей инвертора представлена, в частности, в [Соколовский].

Состояние ключей изменится через интервал t , равный одной шестой периода (см.

рис.5.16). В результате формы фазных напряжений на выходе инвертора будут иметь вид, соответствующий показанному на рис.5.18.

Такой способ регулирования, когда напряжение на входе АИН регулируется с помощью УВ, а инвертором осуществляется регулирование частоты, называют амплитудным регулированием.

T 2 S
Рис.5.18. Форма фазных напряжений на выходе АИН.

Можно показать, что амплитуда 1-й гармоники фазного напря-

жения составит

USfm.(1) 2 U0 . (1)

Реально же несинусоидаль-

ность выходного напряжения рассмотренного ПЧ приводит к несинусоидальному характеру тока статора и к пульсациям электромагнитного момента. Эти пульсации особенно сильно проявляются при малых частотах и при малом моменте инерции

механизма, приводимого в движение, что вызывает неравномерность вращения двигателя (шаговый режим), что, в свою очередь, накладывает ограничения на диапазон регулирования скорости. Кроме того, наличие высших гармоник в кривой тока статора вызывает увеличение потерь энергии.

Все это в совокупности приводит к тому, что рассмотренный принцип управления АИН применяется все реже, а улучшение формы тока достигается за счет применения АИН с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ).

Математическое описание преобразователя частоты с АИН и звеном постоянного тока

Эквивалентная схема ПЧ с АИН представлена на рис.5.19. Параметры RЭ, LЭ цепи выпрямленного тока учитывают, кроме дросселя, также и соответ-

 

ствующие параметры УВ, аналогично

 

тому, как это выполнялось в ЭП посто-

- АД

янного тока.

 

 

 

 

 

 

 

На основании схемы замещения

можно

записать

основные

уравнения

АИН

динамики этой цепи:

 

 

 

e

d

R

i

d

L

did u

0

;

 

 

 

 

 

Э.n

Э.n

dt

 

(2)

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

i C du0 .

 

 

i

d

i

i

;

 

 

 

Рис.5.19. Схема замещения ПЧ с АИН.

 

c

u

c

dt

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Пренебрегая высшими гармониками выходного напряжения АИН, учитывая (1) и то, что длина вектора US на-

пряжения статора АД равна амплитуде фазного напряжения, в дальнейшем целесообразно рассматривать математическое описание АД в синхронной системе координат, ориентированной по вектору напряжения статора, т.е.

uSx US kU u0 ;

uSy 0 ,

(3)

где kU 2 – коэффициент согласования напряжений на входе и выходе АИН. По выражениям (1), (2) можно составить структурную схему ПЧ

(рис.5.20). Выпрямитель представлен апериодическим звеном с постоянной времени TУВ и коэффициентом усиления kУВ . Инвертор представлен тремя ко-

эффициентами усиления по разным каналам с учетом того, что по сравнению с инерционностью УВ и фильтра звена постоянного тока его можно считать иде-

 

 

 

 

 

 

альным (безынерционным).

 

 

 

 

 

 

 

Значение коэффициента

согласо-

 

kУВ

 

 

 

 

 

 

 

 

 

вания по току kI можно получить, со-

 

 

k

 

 

TУВp 1

 

 

U

 

ставив баланс активных мощностей на

 

 

 

 

 

 

RЭ.п LЭ.п p Cp

 

 

 

входе и выходе АИН:

 

 

 

 

 

 

 

u0iu 3 uSxiSx uSyiSy ,

 

 

 

 

 

kI

 

 

 

 

 

 

S

откуда с учетом (3):

 

 

 

 

 

 

iu 3uSxiSx 3kU iSx ,

 

 

 

 

 

k

 

 

 

 

 

 

 

u0

 

Рис.5.20. Структурная схема ПЧ с АИН

 

т.е. kI 3kU .

 

 

 

и УВ.

 

 

 

согласо-

 

 

 

 

 

 

Значение коэффициента

вания по частоте зависит

от

виды

регулировочной характеристики АИН

S

f U y. f , и обычно может быть принят равным

 

k S. maxU y. f .max .

Преобразователь частоты с автономным инвертором напряжения и скалярной широтно-импульсной модуляцией

Этот тип ПЧ является наиболее распространенным в настоящее время, ПЧ выпускаются серийно с начала 1990-х годов, его схема представлена на рис.5.21. В нем используется неуправляемый выпрямитель (НВ), следовательно, напряжение U0 на входе АИН неизменно. Регулирование амплитуды и час-

тоты первой гармоники выходного напряжения осуществляется методом ши- ротно-импульсной модуляции (ШИМ).

Система управления инвертором (СУИ) при этом содержит в своем составе нуль-орган НО и пару формирователей Ф на каждую фазу нагрузки (АД). Источник опорного пилообразного напряжения uon общий для всех трех фаз.

Управляющие сигналы uy.Usa , uy.Usb , uy.Usc представляют собой трехфазную

симметричную систему напряжений.

Изменение амплитуды и (или) частоты напряжения на выходе АИН достигается изменением амплитуды и (или) частоты управляющих сигналов, т.е. USm ~ uy.max , fS f y . Для обеспечения нормальных регулировочных свойств

АИН амплитуда опорного напряжения Uon.m должна превышать максимально

возможную по условиям работы амплитуду uy.max

управляющих сигналов.

Если

разность на входе какого-либо

из НО положительна, т.е.

uy.Usj uon

0, то на выходе соответствующего Ф будет положительный сигнал

f j*, открывающий соответствующий транзистор 1, 3 или 5 (из "нечетной" груп-

y.Usj

пы). Если разность uy.Usj uon 0 , откроется транзистор 4, 6 или 2 (из "четной" группы). За счет сдвига по фазе управляющих сигналов u одновременно в

замкнутом состоянии могут находиться 3 ключа, относящиеся к разным фазам двигателя. Поэтому фазные напряжения на выходе могут принимать пять фиксированных значений – 0; (1/3)U0 ; (2/3)U0 .

 

f *

fA*

1

f4*

 

fB*

f3*

f6*

 

fC*

f5*

f2*

 

Рис.5.21. Схема ПЧ с АИН и НВ.

Пример диаграммы работы АИН с ШИМ [Соколовский] представлен на рис.5.22. Для наглядности диаграммы (рис.4.22) принято, что частота опорного напряжения fШИМ всего в 12 раз превышает частоту управляющего сигнала

fS . В действительности в современных АИН частота ШИМ может достигать

нескольких десятков кГц при номинальной частоте напряжения на выходе АИН

50 Гц.

Высокая частота ШИМ обеспечивает низкий уровень высших гармоник в выходном напряжении АИН, поэтому среднее значение напряжения на выходе АИН с учетом синусоидального характера управляющих напряжений фактически соответствует амплитуде 1-й гармоники [Соколовский]:

Uвых.ср. j USm 1 k uy.Usj ,

где k U0 2Uon.m – коэффициент передачи инвертора в линейной части регулировочной характеристики инвертора.

Рис.5.22. Форма фазных напряжений на выходе АИН с ШИМ.

В то же время повышение частоты ШИМ имеет и ряд отрицательных эффектов – наличие электромагнитных помех, возникновение перенапряжений в цепи нагрузки (обмотках АД). Для борьбы с первым недостатком используют экранированные кабели и специальные фильтры, для борьбы со вторым – применяют АД с повышенным качеством изоляции.

Описанная схема СУИ реализуется как в аналоговой, так и в цифровой форме.

Преобразователь частоты с автономным инвертором напряжения и векторной широтно-импульсной модуляцией

В основе принципа векторной ШИМ лежит понятие о базовых векторах напряжения, которые формируются из трех фазных напряжений на выходе АИН. В соответствии с определением, матричное уравнение для вектора напряжения можно записать в виде:

US aUS ,

где US uSA uSB uSC T – вектор-столбец фазных напряжений статора АД; a 23 1 a a2 – вектор-строка ортов поворота, умноженных на 2/3;

Каждое из фазных напряжений uSj , как и раньше, может принимать одно

из пяти возможных значений – 0; (1/3)U0 ; (2/3)U0 . При этом шесть возможных ненулевых комбинаций включенных состояний ключей инвертора создают шесть фиксированных положений USi (i = 1, 2, ..., 6) обобщенного вектора выходного напряжения АИН, прикладываемого к обмоткам статора АД (рис.5.23).

Кроме того, есть два варианта, при которых одновременно включены все три ключа нечетной группы или все три ключа четной группы; при этом напряже-

ние на выходе АИН равно нулю, поэтому соответствующие векторы US 0 назы-

вают нулевыми. Шесть ненулевых и два нулевых вектора в совокупности называются базовыми векторами напряжения.

Последовательный переход от одного базового вектора к следующему

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

соответствует

ступенчатой

форме

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

фазных напряжений (см. рис.5.18).

 

 

 

US1

 

 

 

 

 

Кажущегося

плавного

перемещения

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

базового вектора можно достичь, если

US 2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

внутри каждого периода ШИМ ис-

 

U 3

 

 

 

 

 

 

 

пользовать

линейную

комбинацию

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

US 6

двух соседних базовых векторов, а

 

 

 

 

 

 

US.зад

 

Us.зад

U

 

 

 

 

 

 

также одного из нулевых. Например,

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

S 0

 

 

 

 

 

вектор напряжения US.зад, заданный в

 

 

U 2

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

секторе II (см. рис.5.23), может быть

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

представлен в виде:

 

 

US3

 

 

 

 

 

 

 

 

 

US.зад 2US 2

3US3 0US 0 ,

 

 

 

 

 

 

 

 

US5

 

где 2 , 3 ,

0

– относительные (в до-

 

 

 

 

 

 

 

 

лях периода ШИМ) продолжительно-

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

сти включения комбинаций

ключей

 

 

US 4

 

 

 

 

 

 

 

для получения соответствующего ба-

Рис.5.23. Базовые векторы напряжения.

зового вектора, которые могут быть

рассчитаны через известные угловые

и модуль US.зад и аргумент Us.зад

 

 

положения U 2 , U 3 базовых векторов

заданного вектора напряжения по формулам

[Соколовский]:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

US.зад

 

sin U 3 Us.зад

 

 

 

 

US.зад

sin Us.зад U 2

 

 

1 2 3 ,

2 Uб

 

sin U 3 U 2

 

;

3

 

 

Uб

sin U 3

U 2

 

; 0

где Uб 23U0 – модуль базового вектора.

Область возможных положений годографа (изображающей точки) заданного вектора напряжения, который может быть реализован описанным способом, ограничена правильным шестиугольником, полученным после соединения концов базовых векторов (рис.5.23). Чтобы форма напряжения на выходе АИН в максимальной степени приближалась к синусоиде, перемещение годографа вектора напряжения должно происходить по окружности, поэтому амплитуда

заданного вектора напряжения не должна превышать U03 0,577U0 . Управляющий сигнал на СУИ задается в виде модуля US.зад и углового

положения Us.зад текущего заданного обобщенного вектора напряжения. Мик-

ропроцессорная СУИ в реальном времени определяет номер сектора, после чего производит расчет времен i и моментов переключений.

На протяжении каждого периода ШИМ значение заданного вектора напряжения US.зад считается неизменным, что при используемых частотах ШИМ

(десятки кГц) не вносит сколько-нибудь заметной погрешности в его реализацию. Один из возможных алгоритмов реализации векторной ШИМ заключается в последовательном выполнении на каждом периоде ШИМ TШИМ 1 fШИМ

следующих операций (рис.5.24):

1)по углу Us.зад определяется сектор, в котором задается вектор напряжения, и номера i и i+1 соответствующих базовых векторов напряжения;

2)рассчитываются значения i и i 1 и соответствующие уровни переключе-

ния Uon.i iUon.m ,

Uon.i 1 i i 1 Uon.m однополярного пилообразного

Uon.i 1

U

on.m

Uon.i

uon

 

 

i2 0 i2

i 1 2

i 1 2

US.i 1 US.i 1

опорного напряжения;

3)в начале периода ШИМ устанавливается состояние ключей АИН, соответствующее исходному базовому вектору US.i ;

4)при достижении опорным напряжением uon (на участке возрастания) уровня Uon.i выполняется пе-

реход к базовому вектору US.i 1 с соответствующим изменением состояния ключей АИН;

5)при достижении uon на участке

US.i

US 0

US.i

возрастания уровня Uon.i 1 выпол-

Рис.5.24. К описанию алгоритма

няется переход к одному из нуле-

вых векторов US 0 (выбор конкрет-

реализации векторной ШИМ.

ного нулевого вектора обычно выполняют из условия минимума переключений);

6)при втором достижении uon уровня Uon.i 1 (на участке спадания) выполняется переход к вектору US.i 1;

7)при втором достижении uon уровня Uon.i выполняется переход к начальному

состоянию US.i .

Векторной ШИМ присущи те же недостатки, что и скалярной, но она более удобна в реализации на микропроцессорном уровне.

Преобразователь частоты на основе автономного инвертора тока Известно несколько схем АИТ. Наиболее перспективной является схема

на основе транзисторов с отсекающими диодами (рис.5.25). В качестве ключей 1…6 могут также использоваться тиристоры с емкостными устройствами принудительного запирания [Башарин].

Рис.5.25. Схема ПЧ с АИТ и УВ.

Инвертор тока получает питание от источника тока, в качестве которого используется УВ с системой управления СУВ, входящие в состав контура регулирования выпрямленного тока Id. В звене постоянного тока используется дроссель L, предназначенный для сглаживания пульсаций тока Id.

Заданному значению тока Id соответствует и определенное заданное значение токов статора АД, формируемых путем переключения ключей АИТ. Частота статорных токов задается сигналом задания U y. f на входе СУИ, причем

наиболее часто реализуется такое управление, когда продолжительность прово-

T 2 S

дящего состояния каждого ключа со-

 

ставляет 120° (2 /3) (рис.5.26).

 

Таким образом, в течение элемен-

 

тарного периода t T 6 одновременно

t

Рис.5.26. Диаграмма состояний ключей АИТ ( = 2 /3).

открытыми являются два ключа, относящиеся к разным фазам АД. В результате формы фазных токов АД будут иметь вид, представленный на рис.5.27.

Можно показать, что амплитуда 1- й гармоники фазного тока будет составлять:

T 2 S

 

2

3

 

 

ISfm.(1)

 

 

Id . (4)

t

Напряжение на обмотках форми-

руется уже при сформированном век-

 

торе тока статора, а фазовый сдвиг ме-

 

жду током и напряжением образуется

 

путем сдвига напряжения относитель-

 

но тока, а не наоборот.

Рис.5.27. Формы фазных токов на

Если ввести в рассмотрение ба-

зовые векторы тока статора (аналогич-

выходе АИТ.

ные ранее

рассмотренным базовым

 

векторам напряжения), то указанной коммутации ключей АИТ соответствует скачкообразное перемещение вектора тока статора из одного базового состояния в другое (на 60° против часовой стрелки). Такое скачкообразное перемещение тока обусловливает высокий уровень высших нечетных гармоник в кривой фазного тока, и следовательно, пульсирующий характер электромагнитного момента двигателя.

Для улучшения формы тока применяют ШИМ тока, которая реализуется по тем же принципам, что и ШИМ напряжения.

По сравнению с ПЧ на основе АИН в данном случае имеет место более простая силовая схема АИТ, отсутствуют обратные диоды и значительная емкость в звене постоянного тока (правда, за счет введения значительной индуктивности). Для рекуперации энергии в сеть не нужна вторая выпрямительная группа, поскольку в ПЧ с АИТ рекуперация осуществляется без изменения направления тока в звене постоянного тока, а только за счет изменения полярности выпрямленного напряжения.

Недостатки ПЧ с АИТ заключаются в том, что при его использовании имеет место худшая форма тока даже при использовании ШИМ. Кроме того, схема ШИМ для управления АИТ реализуется сложнее, чем в схеме с АИН.

Математическое описание преобразователя частоты с АИТ и звеном постоянного тока

Эквивалентная схема ПЧ с АИТ представлена на рис.5.28.

На основании схемы замещения можно записать уравнение динамики этой цепи:

Рис.5.28. Схема замещения ПЧ с АИТ.

e

 

R i

 

L

did

u

 

(5)

 

d

Э

d

Э

dt

 

0

 

Пренебрегая высшими гармониками выходного тока АИТ, учитывая (4), в дальнейшем целесообразно рассматривать математическое описание АД в синхронной системе координат, ориентированной по вектору тока статора, т.е.

iSx IS

kI id ;

iSy 0 ,

(6)