Добавил:
Upload Опубликованный материал нарушает ваши авторские права? Сообщите нам.
Вуз: Предмет: Файл:

Основи РЛС / 2 Приймач / Зан 6рус

.doc
Скачиваний:
261
Добавлен:
05.03.2016
Размер:
117.76 Кб
Скачать

3.15 Особенности построения систем обработки широкополосных зондирующих сигналов

Как известно, широкополосными (или сложными) называются сигналы, имеющие одновременно большую длительность и широкий спектр, т.е. для которых выполняется условие fспи >> 1, где fсп – ширина спектра сигнала. Широкополосность сигнала достигается путем фазовой или частотной внутриимпульсной модуляции.

Ранее отмечалось, что простые радиоимпульсы не позволяют совместить большую дальность действия РЛС, с высокой разрешающей способностью и точностью по дальности, т.к. первое требует больших, а второе требует малых по длительности импульсов.

Противоречие разрешается путем использования сложных радиоимпульсов – зондирующих импульсов большой длительности и с внутренней частотной или фазовой модуляцией. Внутриимпульсная модуляция расширяет спектр излучения от fсп= 1/и до , а оптимальный фильтр приемника разрушает внутриимпульсную модуляцию, сохраняя ширину спектра, и тем самым уменьшает длительность импульсов от и до .

Применение широкополосных сигналов позволяет: увеличить дальность действия РЛС при сохранении высокой разрешающей способности по дальности; измерять одновременно дальность и скорость цели; повысить помехозащищенность РЛС от активных и пассивных помех.

Решение этих важных задач во многом определятся не только трактом формирования широкополосных зондирующих сигналов, но и качеством построения систем оптимальной обработки.

3.15.1 Обработка сигналов с линейной частотной модуляцией

Рассмотрим основные принципы обработки ЛЧМ сигналов, которые реализованы в РЛС РТВ. Упрощенная структурная схема РЛС показана на рис.3.93.

После отражения от цели ЛЧМС принимается антенной и проходит через антенный переключатель (АП) в приемник, состоящий из УВЧ, ПЧ, УПЧ, фильтра сжатия, корректирующего фильтра и видеодетектора (рис.3.93).

Оптимальная обработка ЛЧМ сигналов должна обеспечивать их максимальное сжатие по длительности с одновременным повышением отношения сигнал-шум. Оптимальный фильтр должен иметь импульсную характеристику hопт(t), зеркальную по отношению к сигнальной функции U(t) (рис.3.94).

Таким оптимальным фильтром ЛЧМ сигнала является, например, дисперсионная линия задержки (ДЛЗ). В качестве ДЛЗ используют волноводы, одна из стенок которых соизмерима с длиной волны; линии задержки, составленные из большого количества контуров, настроенных на близкие частоты.

Наибольшее распространение на практике получили ультразвуковые ДЛЗ (УДЛЗ). Структурная схема оптимального фильтра на УДЛЗ представлена на рис.3.95. УДЛЗ представляет собой металлическую пластину из сплава алюминия, толщина которой соизмерима с длиной волны ультразвука.

Рис.3.93. Упрощенная структурная схема РЛС

Рис.3.94. Вид ЛЧМ сигнала и его импульсная характеристика.

Рис.3.95. Структурная схема оптимального фильтра на УДЛЗ

Кварцевые преобразователи предназначены для преобразования электрических колебаний в механические и наоборот. Полосовой фильтр выделяет полосу частот, соответствующую спектру сигнала. Импульсная характеристика УДЛЗ представляет собой ЛЧМ радиоимпульс с обратным законом изменения частоты. Это обеспечивается дисперсионными свойствами УДЛЗ.

АЧХ фильтра сжатия совпадает по форме с огибающей сигнала и поэтому ширина спектра практически не изменяется фильтром.

ФЧХ фильтра такова, что за время задержки в нем гармонических составляющих сигнала обратнопропорциональна их частоте. Следовательно, данный фильтр оптимален по отношению к ЛЧМС.

Фильтр сжатия может быть выполнен в виде диспергирующей линии задержки (ДЛЗ) и сумматора.

ЛЗ называется диспергирующей потому, что она обладает дисперсией, т.е. групповая скорость распространения волны в линии зависит от частоты.

Диспергирование достигается тем, что в сумматоре одновременно складываются сигналы, поступающие с различных отводов линии и имеющих поэтому различную задержку tз.

Пусть в момент t = t1 импульс полностью вошел в линию (рис.3.96). Тогда срез импульса, на котором частота сигнала u минимальная, окажется в начале линии (tз = 0); в следующих отводах, где задержка больше (tз = t'з, t''з...), частота сигнала пропорционально больше; с наибольшей задержкой tз = и следует фронт импульса, где частота сигнала максимальная.

Таким образом, колебания проходят по линии тем меньший путь (групповая скорость их тем больше), чем меньше частота колебаний.

Этот процесс, обратный формированию ЛЧМ, и в момент времени, близкий к t1, сигналы, подводимые со всех отводов к нагрузке, совпадают по фазе и образуют максимальный пик с амплитудой Umвых.

На вход оптимального фильтра подается ЛЧМ импульс длительности и и шириной спектра fm, а на выходе получается импульс длительности c той же шириной спектра, но без внутренней модуляции, т.е. . Тем самым подтверждается, что длительность импульсов сжимается в приемнике во столько раз, во сколько спектр импульсов расширяется в передатчике за счет ЛЧМ:

Отсюда находим, что выигрыш в амплитуде сигнала от Umвх до Umвых пропорционален квадратному корню из коэффициента сжатия:

а выигрыш в мощности равен Kсж.

Таким образом, отношение сигнал/шум по мощности на выходе фильтра сжатия больше, чем на его входе, в Kсж раз и равно qo = 2Э/No. Последняя формула такая же, как и у оптимального фильтра простых радиоимпульсов, но здесь Э – энергия ЛЧМС на входе фильтра, которая увеличена в Kсж раз за счет применения зондирующих импульсов, имеющих длительность не 'и, а и = Kсж·'и.

Убедимся, что использование ЛЧМС не только повышает помехоустойчивость и дальность действия РЛС, но и ее разрешающую способность по дальности. Допустим, что на вход фильтра поступают два импульса uc1, uc2 со сдвигом во времени на t2t1, который меньше длительности и одного импульса (рис.3.97).

Если бы импульсы не содержали внутренней модуляции, то их невозможно было бы различать. В данном случае, когда имеется внутренняя модуляция, происходит сжатие, и притом независимое (фильтр линейный), обоих импульсов, благодаря чему они четко разрешаются в выходном напряжении фильтра Umвых. Сжатие импульсов во времени, кроме того, вызывает повышение точности измерения дальности.

Рис.3.96

Рис.3.97

Выходной сигнал согласованного фильтра состоит из основного сжатого импульса и некоторого числа боковых лепестков, наличие которых не позволяет реализовать потенциальные возможности оптимальной фильтрации по повышению отношения сигнал-шум и разрешающей способности. Боковые лепестки ЛЧМС являются источниками взаимных помех при наличии в соседних интервалах дальности двух и более сигналов. Чтобы ослабить боковые лепестки необходимо в приемный тракт включить фильтр с плавно спадающей АЧХ - корректирующий фильтр. Примером последнего может быть фильтр с колоколообразной АЧХ (гауссов фильтр) вида:

K(f) = exp – [(ffo)/Пф]2,

где Пф – полоса пропускания фильтра на уровне 0.46. По мере сужения полосы пропускания фильтра заметно уменьшается уровень боковых лепестков (рис.3.98).

Так уже при n = 1,3 (n =fдев/Пф – отношение девиации частоты к полосе пропускания фильтра) величина первого бокового лепестка уменьшается на 10 дБ. Ослабление боковых лепестков сопровождается расширением основного лепестка. Однако оно является сравнительно небольшим. Применение корректирующего фильтра приводит к ухудшению отношения сигнал/шум на 1-2 дБ.

Рис.3.98

Для уменьшения уровня боковых лепестков можно применить специальную весовую обработку с помощью, например, трансверсального фильтра (рис.3.99). Такой фильтр содержит широкополосную недисперсионную ЛЗ на промежуточной частоте с отводами через 1/Пи, устройства управления амплитудой и фазой сигналов в каждом отводе и сумматор. Значения комплексных весовых коэффициентов в каждом отводе устанавливается в соответствии с выбранным значениями параметров n и m

K(f, n, m) = m + (1 – m)·cosn .[(ffo)/ fдев],

где m – функция пьедестала.

Рис.3.99

Уровень боковых лепестков сжатых эхо-сигналов во многом определяет возможность разрешения целей с малой и большой эффективной отражающей поверхностью (ЭОП) (эффект маскировки главного лепестка эхо-сигнала с малой ЭОП боковыми лепестками эхо-сигнала с большой ЭОП). Поэтому для заданных значений Ксж и заданного уровня боковых лепестков сжатого эхо-сигнала в некоторых РЛС (22Ж6М) в качестве зондирующего сигнала для обнаружения целей используют нелинейно-частотно-модулированные (НЧМ) сигналы.

Закон изменения частоты в импульсе и спектр НЧМ сигнала представлены на рис.3.100. УВЧ и УПЧ приемника ЛЧМ сигналов должны иметь полосу пропускания, близкую к ширине спектра этого сигнала.

Рис.3.100

В современных РЛС с ЛЧМ сигналами возможно получение коэффициента сжатия в пределах нескольких десятков при уровне боковых лепестков ниже 40 дБ. Практически достижимое значение Ксж для различных устройств обработки составляет 102 ...103.

Таким образом, использование ЛЧМ сигнала, т.е. сигнала с внутриимпульсной модуляцией, позволяет расширить спектр излучения, а оптимальный фильтр приемника разрушает внутриимпульсную модуляцию, сохраняя ширину спектра, и тем самым уменьшает длительность импульсов.

3.15.2 Обработка сигналов с фазовой модуляцией

Внутриимпульсная фазовая манипуляция означает, что зондирующий импульс длительностью и может быть представлен соприкасающимися и парциальными импульсами, каждый из которых имеет длительность к = и/n и сдвинут по фазе относительно предыдущего парциального импульса на определенный угол .

Аналитически ФКМ радиоимпульс записывается в виде:

U(t) = S·Uк(t)·exp j(t + к), k = 1

где Uк(t) – амплитуда k-го парциального импульса;  – частота; к – начальная фаза колебаний k-го парциального импульса.

Наиболее распространенной – противофазной – системе этот сдвиг равен 0 или p. В случае  = 0 двоичный код парциального импульса, будь то 0 (обозначается на рисунках (+)) или 1 (обозначается (–)), не меняется, а в случае  =  – меняется на обратный. Радиоимпульс, манипулированный согласно кода 0001101, показан на рис.3.101.

Рис.3.101

Оптимальный фильтр устройства обработки данных сигналов, подобно фильтру ЛЧМС, совершает операцию, обратную формированию зондирующего импульса: разрушает фазовую манипуляцию и сжимает импульс по длительности от и до к= и/n. Сжатый импульс простой, и поэтому ширина его спектра определяется по формуле f 'сп= 1/к. Такую же ширину спектра имеет фазоманипулированный сигнал, но если бы не было фазовой манипуляции, спектр был бы уже: fсп= 1/и. Следовательно, расширение спектра зондирующего излучения в n раз, осуществляемое в передатчике в результате внутриимпульсной фазовой манипуляции, позволяет во столько же раз сжать импульс во времени при оптимальной фильтрации в приемнике:

f 'сп/fсп= (1/к):(1/и) = и/к= n.

Очевидно, что длительность и нужно выбирать достаточно большой, чтобы при допустимой импульсной мощности передатчика обеспечить необходимый энергетический потенциал РЛС, а длительность к следует принимать достаточно малой, чтобы удовлетворить требуемой разрешающей способности по дальности.

Один из возможных вариантов РЛС с зондированием пространства фазоманипулированными радиоимпульсами показан на рис.3.102. Колебания U1 несущей частоты ЗГ передатчика усиливаются в одном из двух стробированных усилителей, затем в УМ и через антенный переключатель поступают в антенну в виде фазоманипулированных радиоимпульсов. Манипуляция осуществляется с помощью схемы формирования кода, которая запускается синхронизатором РЛС. Кодовые последовательности импульсов U2, U3 стробируют усилители так, что в интервалах времени к с кодовым символом 0 открыт усилитель, не создающий фазового сдвига ( = 0), а при символе 1 – другой усилитель, сдвигающий фазу на  = . Это и позволяет получать в усилителе мощности и антенне радиоимпульсы с заданным кодом (00010).

Рис.3.102

Принятые радиоимпульсы через АП проходят в приемник и подвергаются оптимальной обработке на промежуточной частоте.

Линия задержки, через которую пропускается последовательность импульсов промежуточной частоты U5, имеет отводы с интервалами к.. Чтобы сжать импульсы от и до к, нужно разрушить фазовую манипуляцию, т.е. производить декодирование в обратной последовательности кодированию: вместо 00010 скачки фазы должны следовать коду 01000. Соответственно к сумматору (S) подключены 1-й, 3-й, 4-й и 5-й отводы ЛЗ непосредственно, а 2-й – через фазовращатель на  (инвертор).

На временных диаграммах (рис.3.103) последовательности импульсов промежуточной частоты на входе (U5, U6, U7, U8, U9) и выходе (Us) сумматора показаны знаками (+), (–), чтобы сосредоточить внимание на начальных фазах парциальных импульсов. В задержанных на 2к, 3к, 4к последовательностях U7, U8, U9 знаки одинаковые, а задержанной на к и повернутой по фазе на  последовательности U6 – обратные по сравнению с входной последовательностью U5, имеющей код 00010. Сумматор производит алгебраическое сложение импульсов в каждом кодовом интервале, и когда последний импульс кодовой последовательности U5 входит в ЛЗ, то на выходе сумматора образуется прямоугольный импульс Us с максимальной амплитудой, которая больше исходной в 5 раз.

В общем случае коэффициент сжатия равен числу кодовых интервалов n,т.е. в оптимальном фильтре длительность импульса уменьшается от и до к = и/n и соответственно (в n раз) возрастает мощность сигнала.

На выходе фильтра получаются треугольные импульсы с пиковыми значениями, пропорциональными амплитудам соответствующих по времени импульсов Us. Далее следует видеодетектор и выходное устройство РЛС, в котором осуществляются последетекторная обработка сигналов U11 и измерение дальности с использованием опорного импульса U12 синхронизатора РЛС.

Соотношение между максимумами главного и боковых временных лепестков зависит от закона модуляции зондирующего импульса. Наиболее пригодными оказались коды Баркера. В рассмотренных примерах использовались коды 0001101 и 00010 при n = 7 и n = 5 соответственно.

Рис.3.103

Таким образом, внутриимпульсная модуляция расширяет спектр излучения от fсп = 1/и до f 'сп, а оптимальный фильтр приемника разрушает внутриимпульсную модуляцию, сохраняя ширину спектра, и тем самым уменьшает длительность импульсов от и до 'и = 1/f 'сп. Отличительной особенностью систем обработки широкополосных радиолокационных сигналов (ЛЧМС и ФКМС) является наличие фильтра сжатия, который включается после УПЧ, согласованного со спектром импульса и реализуется на ЛЗ с отводами.

Соседние файлы в папке 2 Приймач