Крухмалев В.В., Гордиенко В.Н. Основы построения телекоммуникационных систем и сетей, 2004

держит полезной информации, что приводит к неоправданной загрузке элементов тракта передачи (в основном усилительных устройств).

Из формул (11) и (13) видно, что исходный - первичный сигнал - содержится только в боковых полосах частот и поэтому для восстановления первичного сигнала из АМ сигнала на приеме не обязательно передавать по каналу весь спектр АМ сигнала. Поэтому, в зависимости от области применения многоканальных СП с ЧРК и специфики их работы, оказывается целесообразным применение различных методов формирования и передачи канальных АМ сигналов.

Различают следующие методы передачи АМ сигналов:

передача двух боковых полос и несущей частоты; для этого случая полоса частот, отводимая для одного канального сигнала, равна

	А1 = 2Г2,	(17)
где	максимальная частота первичного сигнала;

передача двух боковых полос частот без несущей; для этого случая полоса частот, отводимая для одного канального сигнала,

равна
АЫ2Р2,	(18)

передача одной боковой полосы частот и несущей; для этого случая полоса частот, отводимая для одного канального сигнала, будет равна

Дf = F2;

(19)

передача одной боковой полосы частот без несущей; для этого случая полоса частот, отводимая для одного канального сигнала, равна

	Лf = ДFcI	(20)
здесь	полоса частот первичного сигнала;

передача одной боковой полосы частот, несущей и части второй боковой полосы частот; для этого случая полоса час-

тот, отводимая для одного канального сигнала, равна
Дf = F2 + Fп„	(21)
где Р„ - максимальная частота первичного сигнала,	передаваемого

на второй (частично подавленной) боковой полосе частот. Обычно для этого метода А1= 1,2Р2.

Все эти методы обеспечивают принципиальную возможность формирования канальных сигналов в СП с ЧРК, линейного разделения канальных сигналов и восстановления первичных сигналов на приеме. Однако практическая реализация этих методов требует различных технических решений.

Рассмотрим эти методы с целью определения особенностей организации связи при использовании каждого из них.

Способы передачи амплитудно-модулированных сигналов

Передача двух боковых полос и несущей. Этот метод обеспечивает относительно простое формирование канального сигнала с помощью канального амплитудного модулятора (KAM) и несложного канального полосового фильтра (КПФ), простое получение первичного сигнала на приеме путем взаимодействия несущей частоты с нижней и верхней боковыми полосами частот при их поступлении на канальный демодулятор (КД) и выделение его с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ) и нет необходимости в генераторе несущей частоты на приеме. Структурная схема передачи двух боковых и несущей и соответствующие частотные преобразования приведены на рис. 6 и 7, соответственно.

1	(0, ü)-(Пі...122),	,	Тракт приема
		і
C(t) -*|_КАМ	й) + (Пі...П2)	— - ! - Ч К П Ф М к д М Ф Н Ч | - » c(t)
		і	Q , . . . n 2
W)		І
		І
Рис. 6. Структурная схема передачи двух боковых полос и несущей

На вход KAM тракта передачи поступает первичный сигнал c(t), спектр которого Gc(co) занимает полосу частот £2Ь. й2(см. рис. 7, а).

С помощью несущего колебания y/(t) частотой со формируется канальный сигнал s (t) со спектром Gs (со), в состав которого входит

нижняя боковая полоса частот со - й2...со -	üh несущая частота со
и верхняя боковая полоса частот со + Qv..co	+ Q2. Формирование

такого канального сигнала осуществляется канальным полосовым фильтром (КПФ).

Поясним процесс преобразования первичного сигнала c(t) в канальный сигнал s(t) в канальном амплитудном модуляторе следующим образом. Для простоты выкладок положим, что первичный сигнал представляет гармоническое колебание вида c(t) = Uacos£2t,

G(o>)

Навыходе КПФ

а)

G(io)

б)

Рис. 7. Формирование спектра канального сигнала на передаче (а) и восстановление спектра первичного сигнала на приеме (б)

а несущее колебание имеет вид ip(t)=ІІшсо8со t, а амплитудная характеристика амплитудного модулятора описывается уравнением

И	1	и„ + Ь	г	и	2	„ .	(22)
и ых = Ь

На амплитудный модулятор воздействуют напряжение первичного сигнала и напряжение несущей частоты, следовательно, входное

напряжение равно
UBX = UQ cosQ t + иш cosco t.	(23)

Подставив (23) в (22) и выполнив несложные тригонометрические

преобразования, получим
ив ых = ^ ( U l + Ul) + byUacosQ.t+tbUa)coscot	+ ^	cos 2Qt +
2	2	(24)

+U* cos 2cot + t^UJJ^ cos(*y - Q.)t + bzU^U^ cos (со+Q)t.

Анализ последнего выражения показывает, что спектр сигнала на выходе канального амплитудного модулятора с амплитудной характеристикой вида (22) содержит:

постоянную составляющую с амплитудой Un =^-(U2a + Ul);

первичный сигнал с амплитудой U^biU^, несущую частоту с амплитудой UH = biUj,

вторые	гармоники первичного				сигнала	и несущего колебания
с амплитудами		ь			ь
		и2 с =-^и	2 а	и и2и = и 2 ш ;
нижнюю	и	верхнюю		боковые	полосы	частот с амплитудами

иша = иб=ь2ишиа.

Побочные продукты преобразования: постоянная составляющая, частоты первичного сигнала и несущей, их вторые гармоники отфильтровываются канальным полосовым фильтром. Соответствующим подбором коэффициентов Ь/ и Ь2 на выходе канального полосового фильтра получаем амплитудно-модулированный сигнал, содержащий несущую частоту с амплитудой 1)(0, и боковые полосы с

ч

т 11

амплитудами и б = — иш .

Демодуляция АМ сигнала, содержащего несущую частоту, нижнюю и верхнюю боковые полосы частот, должна осуществляться линейным детектором, выходное напряжение которого равно абсолютному значению входного

и д ( 0 = в (I) .

(26)

Положим, что начальные фазы первичного сигнала и несущей частоты равны нулю и что при прохождении канального сигнала по групповому тракту фазовые соотношения не нарушаются. Подста-

вив (10) в (26), получим
	ид 0)=иш (1 ч-тсовП!) соэсо I .						(27)
Сомножитель	с о э ^	можно представить рядом Фурье
ІСОБ СОЇІ =		—	1 - 2 У	(	- 1	СОБ 2Ш	(28)
1	1	л	&	4/с

Подставив (28) в (27) и выполнив ряд тригонометрических		пре-
образований, получим
им) = л -и,	(-1)*
	4/с - 1	(29)

+ тсоэ^ксо - £2)ґ + тсоз{2ко)+

Формула (29) описывает спектр сигнала на выходе линейного детектора для случая, когда в качестве первичного сигнала взято гармоническое колебание (8) при <ра = 0, что не сказывается на спектральном составе АМ сигнала.

Из анализа формулы (29) следует, что спектр сигнала на выходе линейного детектора содержит (см. рис. 7, б):

- 2 . . постоянную составляющую с амплитудои 71—иа ;

„2т..

исходным первичныи сигнал с амплитудои —71и ш ; знакопеременные четные гармоники несущей частоты с ампли-

4 Н ) " //
тудами -	V /	-1	иш\
п	4к
комбинационные продукты демодуляции (преобразования) вида
^			2т,,
2ka ± Я с амплитудами равными — и ш .
			71

Для сложного первичного сигнала, занимающего полосу частот

Q b .. Q2, сигнал на выходе ФНЧ имеет вид
2	&
c(t) = -7ГU(0	У mQ cos(£ty + <pa	).	(30)
Если a)»Q2, TO спектр первичного сигнала выделяется			неслож-

ным фильтром нижних частот, рис.7б. При линейном детектировании значение сигнала на выходе ФНЧ пропорционально огибающей амплитудно-модулированного сигнала.

В случае использования детектора с квадратичной характеристикой

ид (t) = [ s (t)]2

(31)

возникают продукты преобразования (демодуляции), которые нельзя устранить фильтром нижних частот, включаемого на выходе демодулятора. Положив в (10) (pQ=(pj=0 и подставив значение этого канального сигнала в (31), получим

W ) = [ Uw0 + mcosQt)coscot]2 =

- | 2

иш cos Ш + — иш cos(a) - Cl)t + — UW cos(со + Q)

2	2	2	2		2
= ^	+ H L ) + ^		+ HL ) c o s 2 c»t + ^ U 2 w c o s 2 ( a > - n ) t +			(32)
2			2
+	cos 2{co + Q)t +			U2 cos 2 +	cos(2a) - Q.)t +
m о			о	cos Qt.
+ — U* cos(2со+Q)t + ти„

Из анализа последнего выражения следует, что продукты преобразования (демодуляции) вида 2со, 2(со ± £2), (2со ± О) достаточно просто подавляются несложным фильтром нижних частот, вклю-

чаемым на выходе демодулятора.
Продукты преобразования вида 2 Д если отношение Д?/	« 2

(что, как правило, выполняется для первичных сигналов), устранить фильтром нижних частот невозможно, и, следовательно, будут иметь место нелинейные искажения и помехи нелинейного происхождения.

Рассмотренный метод из-за отмеченных выше недостатков не используется при построении многоканальных проводных систем передачи, работающих на значительные расстояния.

Относительная простота передающего и приемного оборудования делает этот метод удобным при построении систем радиосвязи, а также проводных систем передачи на небольшое число каналов и на незначительную дальность связи, для которых не требуется применение промежуточных усилителей.

Передача двух боковых полос без несущей. Это метод передачи амплитудно-модулированных сигналов в отличие от предыдущего позволяет использовать групповые усилители для усиления многоканального усилителя. Отсутствие несущей частоты позволяет увеличить мощность боковых полос частот и тем самым повысить помехозащищенность АМ сигналов. Для формирования канальных сигналов при таком способе передачи АМ сигналов не требуется сложных канальных полосовых фильтров, а подавление несущей частоты возможно применением балансных схем канальных модуляторов, иногда, в сочетании с заграждающими фильтрами. Структурная схема способа передачи двух боковых без несущей приведена на рис. 8, где приняты обозначения аналогичные рис. 6.

	Тракт передачи	Тракт приема
с(1)	.і	! з'т

Рис. 8. Схема передачи двух боковых без несущей

При этом способе передачи АМ сигналов требуется усложнение приемного оборудования, так как для восстановления первичного сигала необходимо синхронное и синфазное детектирование,

в противном случае возникают биения сигналов и вносится дополнительное затухание для полезных сигналов. При несоблюдении этих условий прием сигналов будет невозможным.

Рассмотрим причины этих явлений раздельно. Примем, что тракт передачи не вносит фазовых сдвигов.

Канальный сигнал на выходе канального полосового фильтра (КПФ), согласно (11) можно представить в виде

s(t) = у и2т cos(со - О)t + jUl cos(со + Q)t = UH,6cos(co - Q)t +

+ Ue6 cos(co + Q.)t

Для восстановления первичного сигнала на приеме на демодулятор КД (см. рис. 8) необходимо подать несущее колебание i/(t), частота которого может отличаться от частоты несущего колебания на передаче y/(t) на величину Доо:

p'(t) = l / „ c o s ( ^ + Aa)t.

(34)

Положим, что канальный демодулятор представляет перемножитель. Перемножая канальный сигнал на выходе канального полосового фильтра тракта приема (33) на несущее колебание (34), получим

u(t) = -1 иш[инбсоз(2со		+ Аco-Q)t + Ue6 cos(2со + Дсо +	+
+ ^	+	+ ивб c o s ( ^ " Afi>)f].

На выходе фильтра нижних частот получим первичный сигнал вида

c(t)	= \ишин6 cos(Q. + Aco)t + ^UloUe6 cos(Q - Aco)t	(35)
или
c'(t)	= UgU^ cos A cot cos Ш = Ua cos Acot cos Ш ,	(36)

здесь принято UH. б. = Цз.б. = и6 и UGU^U^

Анализ выражения (35) показывает, что несинхронность несущих частот на передаче и приеме приводит к возникновению вместо одного колебания с частотой Q двух колебаний с частотами Q + Лео и Q - Лео, смещенных по частоте на Лсо относительно частоты исходного сигнала, а между собой на величину 2Лсо. Последнее выражение соответствует так называемым биениям, частота которых равна 2Лсо.

За период, равный 2п /Дсо, амплитуда первичного сигнала будет два раза меняться от максимального значения, равного и и до нуля. Осуществление связи становится невозможным.

При передаче сложного сигнала на выход канала поступает сигнал, спектр которого определяется спектрами, смещенными на величину Асо вверх и вниз по оси частот относительного спектра исходного сигнала.

Положим теперь, что имеет место расхождение фаз несущих на передаче ц/(\) и на приеме у/Ц) на величину Аср. Расхождение частот Лео = 0. Сделав выводы, аналогичные предыдущим, получим, что первичный сигнал на выходе фильтра нижних частот будет иметь вид

с '0) = и о СОБАф	С О Б Й	( 3 7 )
Из (37) видно, что при изменении Асрот 0 до п/2		амплитуда сиг-

нала на выходе фильтра нижних частот тракта приема будет соответственно изменяться от максимального значения, равного ии, до нуля. Эти изменения будут отсутствовать, если Аср=0.

Требуемые синхронность и синфазность несущих частот на передаче и приеме при передаче двух боковых полос без несущей обеспечить относительно сложно. Рассмотрим один из возможных методов, использующийся в системах передачи с частотным разделением каналов на короткие расстояния (рис. 9).

ФНЧн I—»ГУмІ-П—Н ФВЧ |—»Гдел- на 2 | От КПФ( 0 - І 2 ФВЧн .

Рис. 9. Выделение несущей частоты из канального сигнала

Схема работает следующим образом. С выхода разделительного канального полосового фильтра тракта приема поступают сигналы верхней боковой со + £2 и нижней со - І2 боковых полос. Нижняя боковая полоса выделяется фильтром нижних частот ФНЧн, верхняя боковая полоса выделяется фильтром верхних частот ФВЧв. Далее эти боковые полосы частот поступают на умножитель Умн, на выходе которого получаются частоты 2со\л 2 !2. Вторая гармоника несущей частоты выделяется фильтром верхних частот ФВЧ и поступает на делитель на два, на выходе которого получается несущая частота со. Эту частоту можно либо непосредственно подать на канальный демодулятор КД, либо использовать для захватывания генератора несущей частоты приемной станции.

Передача одной боковой полосы и несущей. Каждая из боковых полос частот амплитудно-модулированного сигнала содержит информацию о первичном сигнале. Следовательно, появляется возможность уменьшить ширину полосы частот канального сигнала в два раза по сравнению с двумя выше рассмотренными методами. При этом можно в два раза увеличить число каналов в одной и той же полосе частот, что повышает эффективность использования линий связи. Исходный первичный сигнала на приеме будет получен от взаимодействия переданных боковой полосы частот и несущего колебания в канальном демодуляторе. Структурная схема передачи одной боковой и несущей аналогична схеме на рис. 3. Однако этот метод требует применения сложных канальных полосовых фильтров для подавления неиспользуемой боковой полосы частот. Кроме того, уменьшение соотношения мощностей полезного сигнала и несущей приводит к снижению помехоустойчивости, так как мощность полезного сигнала, равная мощности одной боковой полосы частот, уменьшается в два раза по сравнению со способами передачи с двумя боковыми.

При передаче сложного сигнала и использовании квадратичного детектора возникают комбинационные составляющие спектра вида А - . Д , лежащие в пределах полосы частот передаваемого сигнала ф... £22, устранить которые путем фильтрации невозможно. И последнее, использование усилителей для усиления многоканального группового сигнала при этом методе является еще более сложной задачей из-за дополнительного увеличения соотношения мощностей несущей

ибоковой полосы частот. Из-за перечисленных выше недостатков метод передачи одной боковой и несущей не получил распространения

ипредставляет только исторический интерес.

Передача одной боковой полосы частот. Метод передачи одной боковой полосы (ОБП) дает возможность наиболее экономично использовать возможности линий связи, так как ширина спектра канального сигнала при ОБП минимальна и равна ширине спектра первичного сигнала Л f = АГС. Отсутствие несущего колебания в спектре ОБП дает возможность значительно повысить мощность боковой полосы частот при той же мощности канального сигнала и тем самым обеспечить наибольшую помехоустойчивость метода ОБП по сравнению с другими методами передачи амплитудно-модулированных сигналов. Подавление несущей частоты, мощность которой значительно превышает мощность боковой полосы частот, позволяет применять групповые усилители для одновременного усиления сигналов всех каналов системы передачи.

5—2248

При использовании метода ОБП в результате модуляции происходит перемещение сигнала по шкале частот при неизменной ширине занимаемой им полосы. Такой метод модуляции называется преобразованием частоты. Демодуляция также приводит к перемещению спектра сигнала по шкале частот, только в обратном направлении. Поэтому в аппаратуре многоканальных систем передачи с частотным разделением каналов, основанной на использовании метода ОБП, модуляторы и демодуляторы называются преобразователями частоты.

Отмеченные выше достоинства метода ОБП определяют его преимущественное применение для формирования канальных сигналов в каналообразующем оборудовании систем передачи с частотным разделением каналов. Обобщенная структурная схема передачи с одной боковой полосой частот приведена на рис.10.

На выходе канального полосового фильтра (КПФ) тракта передачи получается сигнал одной (верхней) боковой вида Ua +a cos (со + £2) t. Этот же сигнал будет и на выходе КПФ тракта приема. Исходный сигнал в тракте приема будет получен путем взаимодействия в канальном демодуляторе (КД) боковой полосы частот и несущей частоты, поданной от генератора (Г) тракта приема. На выходе КД появится сигнал

U,„0U„	cos (со + Q)tcoscot		= —U„„0U„	cos Sit + —U,^aU„ cos2 cot.
(O+Ll	ҐО \	/	2 (O+ il	(0	2 OJ+ ii (0
	Тракт передачи		(o + n	Тракт приема
	c(t) - 4 KAM	КПФ

W)

Рис.10. Структурная схема передачи с одной боковой полосой частот

С помощью фильтра нижних частот (ФНЧ) можно выделить исходный сигнал Un cosQt. Для восстановления первичного сигнала без искажений необходимо, чтобы частоты несущих колебаний тракта передачи и приема совпадали. В противном случае спектр восстановленного сигнала окажется смещенным на величину расхождения несущих частот передачи и приема ± Аса. При расхождении несущих частот передачи и приема сигнал на выходе КД будет иметь вид Un cos {О. ± Д(о) t. Следовательно, расхождение несущих частот (асинхронность) обуславливает смещение спектра восстановленного первичного сигнала на величину ± Да>. Это явление называется изменением частоты передаваемого сигнала в канале.