шпоргалка / Экзамен распечатано / 18-36

18. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОБ; модуляция шири-ны базы. Тр-р в каждой схеме включения хар-ся 4 семейства-ми статических хар-тик: 1) Iк=f(Uк) при Iвх=const–это выходные или колл-ые хар-ки; 2) Iвх=f(Uвх) при Uк=const– входные хар-ки; 3) Iк=f(Iвх) при Uк=const – хар прямой передачи по току; 4) Uвх= =f(Uвых) при Iвх=const – хар обратной связи по U. Знаки I и U при построении хар-тик не учитываются. Входные (эмм-ые) стат хар тр в схеме с ОБ пред собой зависимость Iэ=f(Uэб) при Uк=const. Входная хар-ка при Uк=0 подобна прямой ветви ВАХ. При подаче на p-n-p тр отриц-го колл-го U, вх хар-ка смещается влево. Влияние Uк на положение вх хар-ки свидетельствует о наличие в тр внутр обратной связи. При подаче или увел по модулю Uк появл-ся или увел-ся Iкбо и ум-ся составляющая Iэрек из-за расширения К перехода и соответствующего этому ум-ие ширины Б. Этот эффект наз модуляцией ширины базы. Выходные (колл-ые) хар-ки тр в схеме с ОБ пред собой зависи-мость Iк=f(Uк) при Iэ=const. Вых хар-ка при Iэ=0 явл обратной вествью ВАХ диода. Увел-е Iэ ведет к сдвигу хар-ки вверх и влево. При обратносмещенном К переходе наблюд-ся незначительное ув-ие наклона хар-к при повышении Iэ. Это объясняется косвенным влиянием Uк на вел-ну Iкр, т.е.с ув-ием Uк ум-ся толщина Б и Iэрек, ═> Iкр несколько ув-ся. При относительно больших Iэ вых хар-ки сближаются, т.к. при этом происходит относит-ое ув-ие Iэрек и Iэн, т.е. статич-ий коэф прямой передачи по току α ум-ся.	19. Статические ВАХ тр-ра в схеме с ОЭ. Вх и вых статич хар-ки пред собой зависимости: Iб=f(Uбэ) при Uк=const; Iк=f(Uк) при Iб=const: При Uк=0 нулевая вх хар-ка пред собой суммарную хар-ку Э и К переходов, соединенных ║ и подключенных к источнику пи-тания в прямом направлении, т.е. Iб=Iэ+Iк. Отключ-ие К несущ-но влияет на вх хар, т.к. Iб в основном опр-ся rб. При небольшом отриц U на К Iк меняет свое направл на обыч-ное и Iб становится разностным Iб=Iэ-Iк. В рез-те Iб резко ум-ся, а вх хар располагается значительно ниже нулевой. При дальне-йшем ув-ии по модулю Uк вх хар незначит-но смещается впра-во и практически сливается с хар-ми, снятыми при дальней-шем ув Uк. Вых хар-ки – это зависимости Iк от Uк, при различ-ных знач Iб=const. Нулевая вых хар про-ходит ч/з начало координат и в рабочей области, т.е. │Uк│≥1 В располагается на уровне βи∙Iкбо. При ув-ии Iб вых статич хар-ки сдвигаются вверх и по сравнению с общей Б имеют примерно в β раз больший наклон и более разковыраженное сближение при значительных Iб. Статич ВАХ тр с ОЭ и ОК примерно одинаковы.		20. Схемы замещения транзисторов. СЗТ могут соответство-вать их физ пар-рам, а также пар-рам, харак-щим их как линей-ный 4-х полюсник. Достоинство: они наглядны и непоср-но хар-ют физ св-ва 3-х слойной п/п структу-ры. СЗТ в физ пар-рах предс в виде Т-образной схемы. Для включ тр-ра с ОБ и ОЭ они имеют вид: Эти схемы справедливы для лин уч-ков статич-ких ВАХ тр-ра, для малых изменений I и U. Пар-ры СЗ с ОБ: 1) rэ=dUэб/dIэ=φт/Iэ (Uкб=const) дифференц сопр эм-го перехода позволяет учесть связь м/у U и Iэ; 2) объемное сопр Б rб. Опр-ся в напр-ии протекания Iб в слое Б от границы Э перехода; 3) эквивал-ый источник тока αIэ. Он учитывает транзитную составляющую приращения Iэ, про-ходящую ч/з Б в К; 4) rк=dUкб/diк (Iэ=const). Дифферен-ое сопр К перехода (включ в обратном напр). Оно учитывает измене-ние Iк с изменением Uкб вследствие модуляции ширины Б; 5) источник напряж μUкб. Он опр-ет напряж внутр полож обратной связи и отражает влияние эффе-кта модуляции Б на вх цепь тр-ра.; 6) емкости Э и К пере-ходов Сэ, Ск. Диф-ая и барьерная емк-ти Э перехода больше таковых К перехода; 7)α=dIк/dIэ]Uкб=const-диффер коэф передачи тока. Зависит от частоты усиливаемого сигнала; 8) Граничная частота fα, при к-ой модуль α ‌ ум-ся в √2 раз. В Т-образной СЗТ с ОЭ пар-ры rэ и rб имеют тот же физ смысл, что и в схеме с ОБ. Источник тока здесь показан, как βIб, т.к. вх током в этой схеме явл Iб. Сопр К перехода r*к=rк/(β+1), ана-логично С*к=Ск(β+1) и влияние ее в обл-ти повышенных час-тот значительно больше, чем Сэ, поэтому Сэ обычно не учиты-вают. Граничная частота fβ=fα/(β+1), т.е. частотные св-ва тр-ра в схеме с ОЭ хуже, чем в схеме с ОБ.		21. Усилители эл. сигналов. Классиф-ция. Электронным ус наз устр-во, позволяющее преобразовывать вх электр сигналы в сигналы большей мощности на выходе. Это совершается за счет энергии источника питания. Все ус делятся на 2 класса с лин и нелин режимом работы. К лин ус предъявляется требование min искажения усиливаемого сигнала. Важнейшим показателем лин ус явл АЧХ, показывающая завис-сть модуля коэф-та усиления по U от частоты. В зависимости от вида АЧХ лин ус подразделяются на: 1) ус пост тока УПТ; 2) ус звуковых частот; 3) ус выс частот; 4) широкополосные ус; 5) узкополосные ус. Нелин ус хар-ся зависимостью коэф-та усиления от вел вх сигнала. Такие ус применяются для преобразования усиливаемого сигнала. Они используются и для усиления импульсов (нелин импульсные ус). Как правило, ус состоит из нескольких каскадов, каждый из к-ых выполняет свои ф-ции. По кол-ву каскадов ус делятся на одно- и многокаскадные. Соединения каскадов осущ-ся либо только по переменному I, либо гальванически. В посл случае с выхода предыд-го на вход последующего каскада передается переменная и пост составляющая U или I. Такой класс ус наз ус с непосредственной связью. Частным их случаем явл УПТ. В УПТ для связи каскадов по перемен I и разделения по пост I используются различ эл-ты, что позволяет классифицировать ус след образом: 1) ус с RC-связью, где разделительным элементом явл конденсатор; 2) ус с трансформаторной связью; 3) ус со связью ч/з колебательный контур. В зав-ти от назначения ус различают: 1) ус U, на выходе к-ых получают усиленное U, повторяющее по форме вх сигнал; 2) ус I; 3) ус P, позволяющие получить значит усил Р вх сигнала.
22 Характеристики и параметры усилителей. АЧХ идеаль- ного и реального ус: Полоса рабочих частот ус ограничена верхней и нижней частотами fв и fн. Эти ч-ты опр-ся по АЧК,когда Кu/Кuo=0,707. Для ус хар-ым явл наличие лин искажений, обусловленных зав-тью коэф ус-я от частоты. Мерой лин или частотных искажений, вносимых ус-ем на граничных частотах, служит коэф ч-ых искажения Мн=КUo/KUв или Мв=КUo/КUв. Обычно допустимые величины Мн и Мв не превышают √2. Важными парам-ми ус явл коэф усиления по U, I, P. Коэф ус-я по U опр-ся как Кu=dUвых/dUвх, где Uвых и Uвх амплитудные знач-я переменных напряжений. При послед-ом соед-ии N каскадов Кu опр-ся: Кu=Кu1∙ ∙Кu2∙…∙КuN=UвыхN/Uвх. Вел-на коэф ус-я по U зависит от частоты и амплитуды сигнала, направления источника питания и др факторов, т.е. он явл комплексной вел-ой. Коэф ус-я по U в дБ опр-ся: КUдБ=20lg∙(Uвых/Uвх)=20lgКU. Коэф ус-я по I: Кi=diвых/diвх=Iвых/Iвх, где Iвых и Iвх – амплитуды переменных составляющих токов в лин ус. Коэф ус-я по Р: Кр=Рвых/Рвх=Кu∙Кi. Завис-сть амплитуды Uвых от ампл Uвх при пост частоте вх сигнала наз амплитудной хар-кой ус. Эта хар-ка для лин ус пред собой прямую линию. Амплитуд- ная хар-ка ус: 1-2-3 - рабочий уч-к с лин коэф усиления. Амплит-ная хар-ка не проходит ч/з начало коор-т из-за наличия на выходе U собственных шумов ус. Уч-к ниже т.1 не используется. По вел-не Umin/Ku0 опред-ют чувствительность ус. Шумовые св-ва ус оценивают коэф шума F, показывающим во ск-ко раз отношение Р сигнала, к Р шумов на выходе ус хуже этого же отношения для ненагруженного ист-ка сигнала. D=Umax/Umin - динамический диапазон ус. При изменении частоты вх сигнала U на выходе ус изменяется по амплитуде и по фазе. Зав-сть фазового сдвига сигнала от частоты пред собой ФЧХ ус. ФЧХ не искажающего ус должна пред собой прямую линию. Нелиней-ные искажения имеют существенное знач-е при больших амплитудах сигнала. Нелин искажения приводят к появлению высших гармоник в вых сигнале. Эти искажения оцениваются коэф гармоник (нелин искажений): Кг=√I2^2+I3^2+…/I1. Ус со стороны вх зажимов хар-тся Rвх=dUвх/diвх, а со стороны вых: Rвых. Важным пар-ром ус явл-ся его КПД: η=Рвых/Ро. Вел-на КПД ус опр-ся его вых-ми каскадами, т.к. в них происходит наибольшее потребление мощности от источника питания.		23.Обратные связи в усилителях. ОС в общем виде наз-ют передачу энергии из вых цепи ус в его вх цепь. ОС м/б искус-ственной, вводимой для улучшения хар-ик ус и повышения стабильности его работы, а также паразитной, возникающей за счет нежелательного влияния вых цепей ус на его вх цепи. Сруктурная схема ус с ОС: на рис k – коэф ус-ия ус. ǽ-коэф передачи цепи ОС. Различают ОС по I и по U. ОС по U - ОС, при к-ой сигнал обратной связи пропорционален Uвых и исчезает при КЗ нагрузки. ОС по I пропорциональна Iвых и сохраняется при КЗ нагрузки, т.к. сигнал ОС по I образ-ся на допо-лнительном резисторе, включ-ом в цепь Iвых. По способу подачи сигнала ОС во вх цепь различают: 1) последов-ую ОС, когда во вх цепи складываются U-я ОС и вх сигнала; 2) || ОС, когда во вх цепи склад-ся I вх сигнала и I цепи ОС. Если при введении ОС коэф усиления возр-ет, то такая ОС наз положительной (ПОС), если же коэф усиления ум-ся, то она наз отрицательной (ООС). По кол-ву каскадов, охватываемых ОС, она делится на местную, действующую в одном каскаде и общую, охватывающую весь ус или несколько каскадов. ОС м/б только по переменному I, только по пост I, а также по перем или пост I или U одновременно.		24. Усилитель на биполярном транзисторе на схеме с ОЭ. Усилительный каскад на бип тр, включенном по схеме с ОЭ: Пост-ые составляющие I-ов и U-ий опр-ют режим покоя или рабочую точку (I и U покоя). Ввиду того, что Iк ус-го каскада может протекать только в одном направлении, необх-мо, чтобы пост составляющие токов и U-ий были не меньше перем-х составляющих. Резисторы Rб и Rк задают токи покоя Iб и Iк. На резире Rк выделяется также и усиленное переменное U. Токи покоя: Iкп=(Eк-Uкэп)/Rк; Iбп=(Eк-Uбэп)/Rб≈Eк/Rб. Такая схема наз схемой с фиксирован-ным Iб. Конденсаторы Ср1, Ср2 явл-ся разделительными. Их R в раб диапозоне частот должно быть значительно меньше Rвх и Rн. Ус работает след обр: при полож-ом приращении Uвх, отриц-ое Uбэ уменьшается, Iб падает, поэтому ум-ся Iк, а отриц-ое Uкэ ув-ся, т.е. приращение сигнала на вых ус противоположно по знаку приращ вх сигнала. Т.о фазы вх и вых сигналов отличаются на 180гр. Графический анализ схемы заключ в построении линий нагрузки на вых ВАХ, т.е. зависимости Iк от Uкэ при опр-ой величине Rк. Эта зав-сть линейна и строится по ф-ле: Iк=(Ек-Uкэ)/Rк При подключении Rн ч/з разделительный конд-тор Ср2 эк-вивалентная нагрузка опр-ся парал-ным соединением Rк и Rн2. Величины Iк и Uвых будут опр-ся проекциями точек В′ и С′ на оси коор-т		25. Расчет ус-ля с ОЭ с помощью экв-ной схемы в области средних частот. Эквивал схема в области ср частот: Генератор тока βIб нагружен на 2 ׀׀-ые цепи: 1) rк^*; 2) Rкн+rэ. Опр-им Iк,: Iк=βIб[rк*/(rк*+Rкн+rэ)]≈βrк*/(rк*+Rкн)∙Iб. βе=β[rк*/(rк*+Rкн)] – эквив- ый коэф передачи по I в схеме с ОЭ. Тогда Iк=βеIб и эквивал-ая схема ус принимает вид: В этой схеме в вых цепи включен идеа-льный генератор тока, вел-на к-ого зав-ит от Rкн, при Rкн<<rк^*, βе≈β, а при Rкн→∞, βе=0. Rвх=Uвх/Iвх=Uбэ/Iб. Из схемы видно, что Uвх=Iб(rэ+rб)+βeIбrэ= =Iбrб+Iб(βe+1)rэ, откуда rвх=Uбэ/Iб=rб+(βe+1)rэ. Со стороны зажимов источника вх сигнала Rвх сниж-ся, т.к. вход ус зашунтирован резистором Rб, т.е. Rвх=rвх ׀׀ Rб. Коэф усиления по I: кi=Iвых/Iвх=Iк/Iб=βе при отсутствии рез-ра Rн. Если нагрузка подключена ч/з разделительный конд-р, то коэф I по отношению к нагрузке: кiн=Iн/Iб=(Iн/Iк)∙(Iн/Iб)= βе[Rк/(Rк+Rн)] отсюда видно, что с ростом Rн коэф кiн ум-ся. Усиление по от-ношению к I генератора вх сигнала: кiк=Iн/Iг=(Iн/Iг)∙(Iб/Iг)= =βе[Rк/(Rк+Rн)∙R′г/(R′г+rвх)], где R′г=Rг ׀׀ Rб (Rг параллель с ре-зистором Rб), а Rг – сопр эквив-ого источника тока Iг. Коэф. ус-я по U: KU=Uвых/Uвх=Iк∙Rкн/Iб∙rвх=βeR′кн/rвх=Ki∙Rкн/rвх. Коэф ус по отнош к ЭДС вх сигнала: KUг=Uвых/Eг=Uвых/Uвх∙Uвх/Eг= =KU∙Uвх/Ег. Eг=Iг(Rг+Rвх); Uвх/Eг=Iвх∙Rвх/Iг(Rг+Rвх)=Rвх/(Rг+Rвх) Кuг=βeR/r∙ Rвх/(Rг+Rвх);Rвх=rвх║Rб при больших Rб, Rвх≈rвх, тогда Кuг≈βe∙[Rкн/(Rг+rб+rэ∙(βe+1))]=βe=Rкн/Rг+rвх. Коэф ус-я по Р:Кр=Рвых/Рвх=Uвых∙Iвых/Uвх∙Iвх=KU∙Ki. Когда Rг=Rвх, коэф ус по Р: К′р=Рвых/(Ег∙Iг/4)= 4Кuг∙Kiг. Из эквивал схе-мы видно, что Rвых опр-ся в основном ׀׀-ым соединением rк^* и Rк, т.к. обычно rк^*>>Rк, то в первом приближении можно считать, что Rвых≈Rк и составляет единица кОм. Полное выр-е для Rвых имеет вид: Rвых=Rк║[rк*+rэ║rб/(β+1)]. Вывод: ус с ОЭ обла-дает Rвх порядка единиц кОм или сотен Ом, Кu>>1, Кi>>1. Rвых на зажимах тр-ра имеет порядок rк^*, а со стороны зажимов нагрузка Rвых≈Ru. Фаза Uвых противоположна фазе Uвх

26. Усилитель по схеме с ОБ – применяется как с двумя (рис. а), так и с одним (рис. б) источником питания. В схеме б база тр-ра не заземлена по переменному I ч/з конденсатор большой емкости Сб. Вх сигнал подается на резисторе R, относит-но общей шины. Uвых снимается с кол-ра. В схеме а резисторы Rк и Rэ задают токи покоя след обр: Iкп=(Eк-Uкбп)/Rк; Iэп=(Eэ-Uэбп)/ /Rэ. Еэ>>Uэбп и Iэ≈Eэ/Rэ и сущ-но не меняется при смене тр-ра и изменении темп-ры окружающей среды, что обеспечивает стабильность Iк, т.к. Iк=αIэ+Iкбо. При подаче на вход U полож-ой полярности, Uэб возрастает, след-но возрастают Iэ и Iк. При падении U на рез-ре Rк Uк ув-ся, а потенциал кол-ра относит-но общей шины становится менее отриц-ым, след-но U на кол-ре имеет положит приращение, т.о. фазы вх и вых сигналов совпадают. Эквивал схема ус с ОБ для области ср частот имеет вид: (в, г). Для упрощения анализа в схеме в преобразуем, заменив зависимый генератор αIэ, зашунтированный резистором rк≈1 мОм, идеальным генератором αеIэ, где αе=α(rк/(rк+ +Rкн)), схема примет вид, приведенный на рис г. Rвых относ-но зажимов тр-ра: rвых=Uвх/Iвх=Uвх/Iэ=1/Iэ(Urэ+Urб)=1/Iэ(Iэrэ+Iбrб)=1/Iэ[Iэrэ+Iэ(1-αe)rб]=rэ+rб(1-αe). При работе ус с токами в ед-цы мА rвх резко увел-ся, т.к. rэ=φт/Iэ. При норм-х токах эм-ра в ед-цы мА rвх растет с увел-ем Rкн. Когда Rкн→∞, αе→∞ и тогда rвх=rвхmax=rб+rэ. Для Iк=0, т.е. когда Rкн= ∞, rвх для схемы с ОБ будет = rвх для схемы с ОЭ, а связь м/у ними для Iк≠0 можно установить: rвхоэ/(βe+1)=rб/(βe+1)+rэ=rэ+rб(1-αe)=rвхоб. Rвых на зажимах рез-ра нагрузки Rн опр-ся величиной кол-го резистора Rк, т.е. Rвых≈Rк. Ус с ОБ при Iэ>>1мА имеет малое Rвх порядка десятков Ом Ri<1. Ku>>1, если Rкн>>rвх, Rвых со стороны зажимов нагрузки Rвых≈Rк, Uвх и Uвых совпадают по фазе.	27. Ус по схеме с ОК. Принципиальнаяо(а) и эквивал(б) схема ус с ОК для обл-ти сред частот имеет вид: В схеме с ОК резисторы Rб и Rэ задают токи в режиме покоя. U вх сигнала пода-ется м/у базой и общей шиной, а вых снимается м/у эм-ром и общей шиной. Кол-р по перемен I заземлен ч/з Rвнутр источника питания и явл-ся общей точкой для вх и вых цепей. В следствие такой подачи сигнала в схеме сущ-ет ООС по U-ю с коэф передачи æu=1, т.к. Uбэ=Uвх-Uос=Uвх-Uвых. При подаче положит-го приращения вх сигнала на базу тр-ра отн-но общей шины, Iб, Iк и Iэ умен-ся, ум-ся также Uвых . Т.о. приращение вых сигнала имеет положит полярность. Схема с ОК не инвертирует фазу усиленного сигнала. Осн пар-ры ус: 1. rвх=Uвх/Iб, где Uвх=Iб∙rб+ +Iэ[(rэ+Rэн)║rк*]=Iбrб+ +Iб(β+1)∙[rк*║(rэ++Rэн)] откуда rвх=rб+ +(β+1)∙[rк*║(rэ+Rэн)], обычно rк*>>(rэ+Rэн), а Rэн>>rэ, поэтому: rвх≈rб+(β+1)Rэн. Пренебрегая первым слагаемым и учитывая, что β>>1, получим: rвх≈βRэн . С ростом Rен увел rвх, но при больших Rэн необ-мо учитывать rк*: rвх=β(Rэн║rк*). Если Rэн>>rк*, то rвх=βrк*, что в свою очередь прим-но равно rк=0,5-2 мОм. С учетом резистора Rвх схемы, применяют непосредственную связь каскада: Rвх=rвх║Rб. 2. Коэф ус-я по I. При rк*>>Rэн Ki=Iвых/Iвх=Iэ/Iб=β+1. 3. Коэф ус-я по U. При rк*>>Rэн , rэ<<Rэн , то KU=Uвых/Uвх=IэRэн/Iбrвх= (β+1)Rэн/rвх= =[(β+1)Rэн]/[rб+(β+1)Rэн]. В связи с тем, что в схеме с ОК U на вых повторяет вх сигнал по вел и фазе, эту схему наз эммиторным повторителем. Коэф ус-я по U по отношению к ЭДС генер-ра вх сигнала KUг=Uвых/Eг=Uвых/Uвх∙Uвх/Eг=[(β+1)Rэн/rвх]∙[(Rб║rвх)/Rг+Rб║rвх]= [(β+1)Rэн/rвх]∙[Rвх/(Rг+Rвх)]. 4. Rвых. Оно зависит от R источника сигнала и м/б найдена при rк*>>R′г , R′г=Rг║Rб по ф-ле: Rвых=rэ+(Rг′+rб)/(β+1). При больших значениях R′г необх-мо учитывать влияние rк*: Rвых=Rэ║[(R′г+rб)/ /(β+1)]║rк*+rэ]. 5. Кр=KU∙Ki≈Ki, т.е. КРок<<КРоэ. Вывод: схема с ОК имеет высокое Rвх (ед-цы-десятки кОм). Rвых при обычных Rг мало (десятки Ом). Фазы вз и вых U совпадают Кр≈Кi. Схема имеет стабильную вел-ну КU≈1 и большой диапазон вх сигнала за счет 100% ООС по U.	28. Многокаскадные ус-ли с R-C связью. Схема 2каскадного ус с R-C связью на тр-рах, включенных по схеме с ОЭ: Резисторы Rэ предназначены для термостабилизации каскадов. Их шунтирование конденсаторами Cэ не позволяет ум-ся коэф усиления по перем I. Схема задания потенциала базы с помощью делителя U (R1,R2) наз схемой с фиксир-ым потенциалом базы. Расчет эл-тов ус ведется из условия обеспечения требуемых значений Ki, Ku, Rвх, Rвых, коэф нелин-х искажений Кг в заданной полосе частот делителя от fн до fв при заданных коэф частотных искажений Мн и Мв. Величины емкостей разделительных конденсаторов Ср1, Ср2, Ср3 и конд-ров в цепях эм-ов Сэ1, Сэ2 выбираются такими, чтобы в полосе рабочих частот их R было очень мало. В общем случае включение разделит конд-ов приводит к сниже-нию коэф ус-я в обл НЧ. С умен-ем частоты усиливаемого сигнала, R конденсаторов Сэ увел-ся. Это приводит к появлению заметного падения U ООС, что снижает Кu ус. В обл ВЧ необх-мо учитывать снижение β с увел-ем частоты, ум-ие емкостного R кол-го перехода, а также емкость нагрузки Сн. АЧК ус с RC связью имеет вид: Rвх многокаскадного ус опр-ся Rвх 1-го каскада, Rвых последнего. Коэф ус-я частотных и нелинейных искажений ус находятся как произведение этих пар-ов всех каскадов.	29. Ус-ли пост-го тока (УПТ). УПТ предназначены для ус-я медленно изменяющихся во времени сигналов, частота к-ых м/б близка к 0. Поэтому в УПТ связь м/у каскадами осущ-ся непоср-но или элементами, обеспечивающими связь по пост I. АЧК УПТ имеет вид: Все изменения пост U на выходе одного каскада, воспринимаются и усиливаются всеми последующими каскадами. Самопроизвольное отклонение U на вых ус от начального значения наз дрейфом усилителя. Причины дрейфа ус: 1. нестабильность U источников питания; 2. темпер-ая и вре-менная нестабильность пар-ров тр-ров и резисторов; 3. низкочастотные шумы и помехи. Опред-ие величины дрейфа производится при закороченном входе УПТ путем измерения ∆Uвых дрейфа за опред-ый промежуток времени. Для сравнения различ-х ус используется понятие приведенного дрейфа: ℮др=∆Uвых др/Кu. Схема двухкаскадного однотактного УПТ имеет вид: Тр-ры в ус включены по схеме с ОЭ, а кол и базы тр-ров соседних каскадов соединены непосредственно. Для выравнивания потенциала кол-ра VT1 и базы VT2 в цепь эмм-ра VT2 включен резистор Rк2. Одновременно рез-ры Rэ1 и Rэ2 осущ-ют термостабилизацию начального режима каскадов ус. Источник Uкомп.вх необх-им для того, чтобы при ℮др=0, Uбп1 соответ-ло требуемому значению U в режиме покоя и I ч/з исто-чник сигнала были =0. Нагрузка Rн включена м/у кол-ром VT2 и средней точкой делителя R3, R4. Это необх-мо для того, что-бы Uн было =0, при ℮др=0. Коэф ус-я по U. Rк║rвх≈Rк, rвх>>Rг. KU1≈βe1[Rк1║rвх2/rвх1]≈βe1∙Rк1/βe1∙Rэ1=Rк1/Rэ1. KU2≈βe2[Rк2║(Rн+ +R3║R4)]/rвх2≈[Rк║(Rн+R3║R4)]/Rэ2≈(Rк2║Rн)/Rэ2 при условии Rн>>R3║R4. Ku=Ku1∙Ku2= Rк1/Rэ1∙(Rк2║Rн)/Rэ2. С ростом числа каскадов, потенциал базы от каскада к каскаду становится бо-лее отриц-ым, поэтому Rэ необх-мо увеличивать, а Rк – умень-шать. Получение больших Кu в однотактных УПТ затруднено.
30. Дифференциальные усилительные каскады. Сущест-венное ум-ие дрейфа УПТ достигается в параллельно-балансных или диф ус-ых каскадах. Наиболее распространенная схема ДУК имеет вид: ДУС строится в виде сбалансированного моста, 2 плеча к-ого образованы резисторами Rк1, Rк2, а 2 других – тр-ами VT1, VT2. Uвых снимается м/у кол-ами тр-ров или с кол-ров относительно общей шины. Эл-ты VT3, VT4, R1, R2, R3 и Ек2 пред собой ист-к стабильного тока Iэ. Iэ опр-ет сумму эмм-ых токов Iэ1 и Iэ2. Тр VT4 в диодном включении используется в кач-ве эл-та температурной конфинцации. Определим U м/у точками 1-2. Учтем, что Iб3<<Iэ, поэтому I’3≈Iк=Iэ. Тогда Uбэ3+IэR3=I1R2+Uбэ4. I1=(Eк2-Uбэ4)/(R1+R2)≈Eк2/(R1+R2). Iэ=[I1R2+(Uбэ4-Uбэ3)]/R3. Величина про-изведения I1 на R2 в этом выр-ии >> разности (Uбэ4-Uбэ3), поэтому вел-на Iэ опр-ся в основном R2, R3, I1. Диф кас-кад может усиливать сигналы 2-х ист-ков Uвх1 и Uвх2 и одного источника. В посл случае вх сигнал подается на базу одного из тр-ров при заземленной базе другого или непосред-но м/у базами обоих тр-ров, при этом вход диф каскада наз дифференциальным. Питание диф кас осущ-ся от 2-х послед-но соединенных источников Ек1 и Ек2 с общим Еп=Ек1+Ек2. Если Rк1=Rк2 равны, а тр-ры VT1, VT2 идентич-ны, то U на кол-ах VT1=VT2, а Uвых=0. Высокая стабильность вых пар-ров диф каскада обуславливается тем, что при одинаковом дрейфе в обоих усилительных каналах напряжения на кол-рах изменятся на одну и ту же величину.	31. Операционные усилители. ОУ – ус, с помощью к-го мож-но строить узлы аппаратуры с пар-ми практически зависящими только от свойств цепи ООС, подключенной к ОУ. Операционными они названы потому, что первоначально использовались гл образом для выполнения разл матем-их операций над аналоговыми величинами. В наст время осн-е назначение ОУ – это построение схем с фиксированным Кu и точно синтезированной передаточной хар-кой. ОУ исп-ся для построения стабилизаторов U, генераторов аналогового и импульсного сигнала, активных фильтров, масштабирующих, логариф-щих, диффер-щих, интегрир-щих и др усилителей. Основной ОУ явл ОПТ с верхним каскадом ус-я по диф схеме. ОУ име-ют 2 входа: неинвертир и инвертирующий. Промежуточные каскады ус-я как правило также строятся по балансной схеме и предназначены для получения большого Кu. Вых каскад согласует большое Rвых каскадов ус-я с низкоомной нагрузкой. Обычно он вып-ся по 2-х тактной схеме. ОУ получает питание от 2-х симметричных источников, обеспечи-вающих одинак по величине положит и отриц амплитуды Uвых. УГО: ∆-ки в УГО обращены одной из вершин вправо, что символизирует направление передачи сигнала.	32. Основные хар-ки и пар-ры ОУ. ОУ хар-ются усили-тельными, вх, вых, энегретическими, дрейфивыми, частотными и скоростными пар-рами и хар-ками. Амплитудная хар-ка – это зависимость величины вых сигнала от вел вх. Наклонным уч-кам соотв-ет пропорциональная зав-сть Uвых от Uвх. Угол наклона опр-ся коэф ус-я КU=dUвых/dUвх. Гориз-ые уч-ки соотв-ют полностью насыщенному или закрытому состоянию тр-ров вых-го каскада. U^+выхm,U^-выхm близки кU источников питания. Для реальных ОУ при Uвх=0, Uвых≠0. Наличие конечного Rвх у ОУ опр-ет протекание Iвх. Для защиты ОУ м/у его входами включают встречно-параллельно 2 диода: Uдф, Uсф - это U одинаковой фазы на входах относ-но общей шины. Вых пар-рами ОУ кроме U^+выхm явл Rвых и Iвыхm. Энегретическими пар-ми явл Iпотр и Рпотр. К частотным хар-кам и пар-рам относ-ся АЧХ, fсреза, f1, fвп (верхнего пропускания). АЧХ имеет спадающий хар-р в обл-ти 1: Спад АЧХ обусловлен частотной зав-тью пар-ров и паразитными емкостями схемы ОУ. По граничной частоте fвп оценивают полосу пропускания частот ус. Динамическими пар-ми ОУ явл скорость распространения Uвых, скорость отклона и время установления Uвых. Скорость наростания Uвых VUвых=∆U/∆t и опр-ся на уч-ке увеличения Uвых от уровня 0,1 до 0,9 установившегося знач-я: Время установления tуст – это интервал времени в течение к-го Uвых изм-ся от 0,1 до 0,9 установившегося значения. Высокие качественные показатели совр-ых ОУ позволяют при анализе схем считать, что у ОУ: Кu→∞; Кi→∞; Rвх→∞; Rвых→0.	33.Использование ОУ для реализации звеньев систем регулирования. Инвертирующий ус – это ус, инвер-ий фазу вых сигнала относ-но входного. Его схема имеет вид: Если принять, что RвхОУ→∞, то IвхОУ=0. В этом случае Iвх=Iос (Uвх-Uо)/R1=-(Uвых-Uо)/Rос (1). Если КU→∞, то Uо=Uвых/ /КU→0. В этом случае Uвх/R1=-Uвых/Rос. Т.о. КU=Uвых/Uвх, опр-ся пар-рами внеш-х эл-тов КUинв=-Rос/R1. Если Rос=R1, то КUинв=-1 и получаем повторитель сигнала, т.к. U0≈0, то Rвхинв=dUвх/diвх=R1, а Rвых=[RвыхОУ(1+ +Rос/R1)]/КU (4) при Кu→∞, то Rвыхи→0. Неинвертирующий ус. Схема подключения ОУ имеет вид: Т.к. Uо≈0, то U на входах ОУ будут:U^-вх=U^+вх, т.е. Uвх=Uвых[R1/(Rос+R1)]. Откуда КUн=1+Rос/R1. При Rос=0 и R1=∞ приходим к схеме повторителя с КUп=1, его схема имеет вид: Rвх неинв ус опр-ся RвхОУ и очень велико, а Rвых→0, согл ф-ле (4). Rвх опр-ся по ф-ле: Rвхн=RвхОУ∙КU/КUн. Для повторителя U КUп=1 и Rвхп=RвхОУ∙КU; Rвыхп=RвыхОУ/КU. Неинвертирующий сумматор выполняется на основе неинв ус. При Uо=0, Uвхи=Uн=R1/(R1+Rос)∙Uвых. При RвхОУ→∞, то I^+вх= =0, ═> ∑v=1^nIi=0. Выразим их ч/з U и R: (U1-Uн)/R+(U2-Uн)/R+…+(Un-Uн)/R=0. Отсюда U1+U2+…+Un=nUн=nR1/(r1+Rос)∙Uвых ═> Uвх=(R1+Rос)/nR1∙(U1+U2+…+Un). Обычно R1 и Rос выбирают, чтобы (R1+Rос)/nR1=1.