книги / Неуправляемые и управляемые преобразователи

2 X 1	,	(I.I05)
S	Hcl
f~cûsts = — ц

2ГЛЛ

Использовав соотношение между линейным и фазным напряжениям^

U	= 2 y/2 ’s i r >		~ ,
2тл		т2
моано равенство <I.105) представить в несколько ином виде:
/ - c o s y *		-I s- ^	. „ ж	(I.I06)
	is	n r,,
		\2

Выражения (I.I05) или (I«106) используются для определения угла коммутации / , в частности, для двухполупериодного выпрямителя ( / ^ = 2)

	/ -cos / =	,	(I.107)
	fs	Æ u 0

для трехфазного однотактного ( т г = 3)

/ - c o s £ =

Л *

(I.I08)

№ U,

Потери напряжения при коммутации

Описанный процесс коммутации приводит к уменьшению выпрям­ ленного напряжения. Это легко установить из приведенных ниже пояснений•

Во время коммутации выпрямленное напряжение и £ является общим для обеих коммутирующихся фаз (оба вентиля открыты) и рав­ ным сумме напряжений в фазах вторичной обмотки и э.д.с. самоин­

дукции	в индуктивностях рассеяния:
для		первой	фазы (выходящей		из	работы)			с учетом	(1.95)
							d	i .
								g/-
для		второй	фазы (вступающей		в	работу)			с учетом	(1.96)
			^ '22 * esz ~ U Z2					^*<22 fckt
Сложив	левые и правые части			равенства«можно найти
							+ % > )			«•“ »
Иэ условия (1.98) следует,				что
			c t t	- ___С*СЯГ				,
						d	t	i az	(или t 2f и		i 2z )
т.е. скорооти изменения тонов c a f							и
а любой момент			времени одинаковы. Тогда из (I.I09) легко найти
		Uf = — ^ — — = UZ/f)c o s					0 - c o s ( ( T ~ e ) ,			(I .НО)
где в		- угол	отсечки«определяемый				из формулы (1.32).
На участке			коммутации	( a â ,	в г		,	д е	) напряжение		выпря­

мителя равно полуоумые вторичных напряжений коммутирующихся фаз.

Поскольку напряжения в выключающейся фазе, например								,	от
точки	а	уменьшается быотрее, чем увеличивается напряжение							во
включающейся фазе			и 2г	(участок косинусоиды		и г/	от точки		а
вниз	круче, чем учаоток			косинуооиды и гг	от	точки	а	к вершине)
то напряжение tig			на участке коммутации уменьшается,					как показа­
но сплошной линией на диаграмме. После окончания коммутации									в
точке	5	напряжение и в		окачком достигает	значения				Таким

образом, иэ выпрямленного напряжения исключаются заштрихованные на диаграмме участки, а вреднее значение выпрямленного напряже­ ния U"d уменьшается на величину a I I s , равную усредненной пло­ щади заштрихованных учаотков за один период. Интегрирование кри­

вой u g	по формуле	(1.7) приводит к следующей зависимости К *
от угла	коммутации	£ fl,2] :

и *	77	f + c o s / e
Hd “	Hd	2

Величина угла коммутации ^ определяется величинами индуктив­ ности рассеяния Â s , тока нагрузки IHd и напряжения U2 согласно (1о10б)о Поэтому и потери напряжения при коммутации ди\ равные разности

AUs=u	-U S
Hd	ud

также можно

представить в функции

тока

IHd

и

индуктивности

Zj

• Для этого нужно подставить значение

U^d

из (1*111), а

затем значение

) из (I.I06). После

несложных вычисле­

ний можно

найти., -что

XS I.

AUS*

■

Z= Я Т

(I.112)

---------------- ^

где &s

2Ж/тп

* s J n d 1

эквивалентное сопротивление потерь при

коммутации.

Можно

определить

л U

также путем

интегрирования и усредне­

ния заштрихованных участков на диаграмме рис.1,14.

S I.II* Сглаживающие фильтры

Назначение фильтров

Как указывалось в начале курса, оглаживающие фильтры ЯР

(см.рис.1 Л)

улучшают

форму выпрямленного напряжения. Необходи­

мость в улучшении

(сглаживании) выпрямленного напряжения возни­

кает очень часто,

поскольку для питания большинства электронных

устройств коэффициент

пульсвций

по первой гармонике

не дол­

жен

превышать долей процента. Но даже в схеме Ларионова при актив­

ной нагрузке коэффициент пульоаций больше 5 %. У всех других вы­ прямителей Мп4 составляет десятки процентов. Для уменьшения пуль­

саций выпрямленного напряже­ ния применяются специальные устройства - сглаживающие фильтры, которые включаются между вентильным звеном и нагрузкой, как показано на

U,

К

I

"М

Рио.I.16

Параметры сглакивающих фильтров. Сглаживающие		фильтры	характе­
ризуются коэффициентами фильтрации и сглаживания«
Коэффициент фильтрации	характеризует	степень	уменьше­
ния амплитуды первой гармоники	в фильтре:

ь- ^ б п и

<р' U нт1

Коэффициент сглаживания S тоже является мерой уменьшения пер­ вой гармоники в фильтре, но с учетом уменьшения в фильтре и постоянной составляющей выпрямленного напряжения

jm ê	_ 4 sm il^ êd	— ^	UHd	(I.II3)
~	U /U	>	TJ
П1н	нт1/ UHd		U6d

Обычно выбирают такие фильтры, в которых постоянное напряжение или не уменьшается совсем, или уменьшается очень мало, т.е. UHd* , и тогда оба параметра оказываются одинаковыми:

A p - S .

Основные схемы фильтре

Наиболее широко распространенные схемы фильтров показаны
на рис.I.17. Их можно разделить на следующие:		С
простейшие (одноэлементные)	типа Z и типа		(рис.I.17,а);
Енлючеетоя последовательно,	а емкость	-	параллельно	на­
грузке R H ;

Г- образные (двухэлементные) типа LC и ^*(рис.1.17, <5),

состоящие из последовательного ( Z^, или ^ ) и параллельного ( Сф ) элементов;

Ь

олохные il - образные фильтры, представляющие собой комби­ нации первых двух типов. На рис Л . 17, Ь приведены двухзвенные Q - образные фильтры типа CLC и CRC . Однако П - образные фильтры могут быть и многозвенными.

Кроме указанных на рио.1.17 фильтров, сравнительно редко применяются более сложные фильтры - резонансные, электронные и др. (сложные фильтры в настоящем курое не описываются).

Ниже рассматриваются приведенные на рис.I.17 фильтры и находятся их параметры.

Фильтр типа С ♦ Работа выпрямителя с емкостью на выходе подробно рассмотрена раньше. Коэффициент пульсации Jkmtt при емкостном фильтре находится по равенству (1.88). Коэффициент

пульсации на выходе выпрямителя без емкости					к „1в	определяется
равенством	(1.37) для /7^ > 2		и	равенством	(I.I5)		для тп s I.
Коэффициент	сглаживания можно		найти согласно (I.II3)
		5 =					(I.II4)
Фильтр типа	С	эффективен при малых токах нагрузки					и малых	т„
(при этом знаменатель в (I.II4) уменьшается,					а	5	- увеличи­
вается).			С
При расчете		фильтра типа		обходятоя,	как правило, толь­
ко формулой	(1.88), поскольку		при определении коэффициента					Н

учитывается и тип выпрямителя (графики Н (/)) отроятоя для раз­ ных т п )•

Эквивалентная охема Г-образного звена. Все остальные фильтры могут быть сведены к двухэлементному Г-обраэному эвену

	(рис.1.18) с	последовательно			,
	включенными	элементами	%f и 2?
	(в Z2 входит	и нагрузка)	и	и	JLn,
	рассмотрены с общих позиций.			UBd
	Коэффициент сглаживания		S	J L	J l L n
	такого звена можно найти из
	(I.II3) и рио.1.18:				Рио,1.18

г* г.- 56 - zy

3

*>

г,

z.

Гг

"2

так

как для

эффективного сглаживания фильтры выбирают так, что

*7 >;>Zz

(I.II6)

Фи л ь т р типа

1 C

. Сравнивая

рис .1.18

и

I.I7, В , можно

найти

Z * Ü

L

,

/

-

J

-

+ <ùt C

■ЧЪ>>

где

tù =/7)„u>

^2

1 <р

согласно

(1.9).

И согласно (1.П5)

S=4>,

Ф

С,

С1.117)

1

Я

На практике

прнходитоя

определять

величины

и

при из­

вестном

3

. Из (I.II7)

можно

найти

произведение

их:

I

9»

С

^ —т-

С1.118)

<р

Порознь Z^

и

определяют

из следующих

соотношений:

^ , L e p » R

H .( практически

a>,L

^

5/гм ) %

1

(практически

4

х

)•

(1,П9)

7TUZ

уг^<50

- ф -

f

ер

^

Фильтр типа

Z

. Из

рис.1.18 и

1.17,а

слодует,

что

/

_

/

„

л, Z*,

5 =

(I.I20)

Этот фильтр эффективен при малых

RH (больших токах нагрузки)

и больших

тп . Практически

приходится определять величину Lф

при

известных

5

и

^

. Из

(I.I20) можно

найти

/

S *n

(1.121)

а ,

ХО . Из

Фильтр типа

рис.1.18 и

1.17,£

следует,

что

2. = X

,

(I.I22)

/

<р

Z ,

Х „

’

Из

равенства

(1,122)

можно

найти

произведение

^

(I.123)

^ * Cù7 '

Порознь величина ^ выбирается в пределах (0,3+0,2) , а

- из уоловия (I.II9). Этот фильтр применяют при малых токах на­ грузки.

Д-образные ф и л ь т р ы . Эти фильтры могут быть представлены

последовательно соединенными фильтрами типа- с			и типа а с
( или RC ),		как показано на рис.I.19. Общий коэффициент сгла­
живания S		находится как произведение коэффициентов сглажива­
ния первого		и второго (и т.д.) фильтров:
		S = S , S 2	(1.12*0
При помощи	первого фильтра типа С уменьшают		коэффициент пуль­

саций до 5 - 15 %. Дальнейиее уменьшение пульсаций производится последующими звеньями. При зтом нужно иметь в виду, что при по­

лучении заданного сглаживания суммарная емкооть (		+ с	)
будет наименьшей, воли емкооти Сер( и с	равны [ 1 ] .
S I.I2. Внешняя характеристика. к.п.д..
коэффициент моннооти
Внешняя характеристика. Как уже указывалось,		в реальных

выпрямителях происходят потери напряжения ( постоянной составляю­

щей) при протекания		тока	в сопротивлении			фазы выпрямителя			z^,
эквивалентом сопротивления потерь при коммутации							£s	, а также
в активном сопротивлении			последовательного звена фильтра						г „ .
(в фильтрах типа Z		,	АС ) или		(в фильтре типа			RC ) .
Поэтому выпрямленное на­			$■
пряжение реальных выпря-
мителей будет меньше«чем
определяемое по формулам
(I.IO), (1.34),(1.63), на ве­
личину	потерь напряжения.		<*	(	,	|	е		1
Кроме	того, при иамененни			I _J		I_________-<------- 1
тока нагрузки IHCL внпрям-					Рио .1.19

ленное напряжение также будет изменяться (при постоянном напря­ жении оетя) в ооответотвии о внешней характеристикой выпрямителя:

•‘Ь125>

- 59 -

■Коэффициент мощности выпрямителя. Выпрямитель из сети по­ требляет полную мощность

где m i - число фаз;

U1 - действующее значение синусоидального напряжения сети;

11 - действующее значение потребляемого из сети тока.

If для однотактных выпрямителей несинусоидально (см.рис.1.2, ж) • т.е., кроме первой гармоники,в токе ^ содержатся высшие гармо­ ники. Полезной мощностью является только активная модность Р первой гармоники тока 7 ^ г

C O S

'V - угол сшига между Uf	и 1 , ^ .
Коэффициент мощности
TL- &	c o s	(I.127)
в

где у = - коэффициент искажения формы первичного тока

/(для мостовых и двухполупериодних выпрямителей

< = I).

Угол сдвига <Р обуславливается процессом коммутации тока:

	<?=-£— ,		(I.I28)
тогда	X—V COS	g	(I.I29)
На рис.1.21 приведена диаграммы, поясняющие			появление угла V3
при коммутации	(для Ld -	). учаотки кооинусоид, по кото­

рым происходит спад и нараотание тока, в фазе заменены линей­ ными фронтами. Импульо тона в фазе ( 1а1 ) при этом приобретает

форму трапеции, центр которой омещен на угол fs /Z	по отношению
к центру прямоугольного импульса тока, указанного	пунктиром

(для As	а 0, т.е. при f s • 0)	и совпадающего		по фазе о напря­
жением	u-2 t . Центры первых гармоник тока		j	совпадают с
центром трапецмв м прямоугольника, значит				при ^ п о д в и ­
нута на угол & jz по отношению и		I ^ J при	L S	= 0.