книги / Справочник по микроэлектронной импульсной технике

следования положительных перепадов напряжения, меньшим длительности собственных колебаний генератора, и амплитудой Um ^ | Е1ШХ — £ вых |.

При расчете навесных времязадающих элементов генератора в режиме деления час­ тоты следует воспользоваться методикой построения зон синхронизации для делителей с почти прямоугольным времязадающйм напряжением (см. гл. 7)

Стабилизация импульсных устройств на ИАЭ ЭСТЛ с помощью времязадающих устройств с возрастающей скоростью перезаряда конденсаторов

Одним из путей снижения дестабилизирующего влияния остаточных напряжений на опорных элементах в активных ВЗУ является применение управляемых ГСТ для обес­ печения возрастающей скорости заряда конденсаторов ВЗЦ. Рассмотрим этот метод ста­ билизации на примере автоколебательного генератора на ИЛЭ ИЛИ — HE/ИЛИ ЭСТЛ с ВЗЦ вида 6 (см. табл. 3.3). При использовании диодно-транзисторного компаратора ИЛЭ следует включать по схеме цифрового автомата (ЦА) подобно генератору, показан­ ному на рис. 8.11, а.

Не раскрывая структуры ЦА, рассмотрим работу генератора с возрастающей ско­ ростью перезаряда конденсаторов (рис. 8.12, а), воспользовавшись временными диаграм­ мами напряжений на рис. 8.12, б.

В состав генератора, помимо ЦА на ИЛЭ ЭСТЛ, входят: диоды VD1 и VD2, обеспе­ чивающие перезаряд конденсатора С/ в прямом и обратном направлениях через один из

выходов ЦА токами, формируемыми генераторами стабильного тока	ГСТ1	и ГСТ2 (тран­
зисторы VT1 и VT2, резисторы R1 и R2, источник напряжения —£);	диоды	VD3 и VD4,

обеспечивающие перезаряд конденсатора С2 в обратном и прямом направлениях через один из выходов ЦА; один из диодов VD5 или Vi06; переход база — эмиттер одного из управляющих транзисторов VT5 или VT6 токами», формируемыми ГСТЗ и ГСТ4 (транзис­ торы VT3 и VT4, резисторы R3 и R4, источник напряжения + £ ) . Роль опорных диодов выполняют переходы коллектор — база транзисторов VT1 и VT2, Переключение ЦА и последующая коммутация цепей перезаряда конденсаторов С1 и С2 производится пере­ падами напряжений с коллекторов управляющих транзисторов VT5 и VT6. Первая па­ ра ГСТ на транзисторах VT1 и VT2 управляется возрастающими времязадающими на­ пряжениями с обкладок конденсатора С2, вторая пара ГСТ на транзисторах VT3 uV T4— убывающими времязадающими напряжениями с обкладок конденсатора С1.

Работу генератора рассмотрим с момента времени t = t± (рис. 8.12, б), когда на вы­ ходе ЦА (ишх на рис. 8.12, а) установилось единичное выходное напряжение. При / >

> ti напряжение ик на коллекторе транзистора VT2 в процессе перезаряда конденсато­ ра С/ в прямом направлении уменьшается, а на его базе ив в процессе перезаряда кон­ денсатора С2 в обратном направлении возрастает. Перезаряд конденсаторов С1 н С2 в

211

генераторе сопровождается действием двухпетлевой положительной обратной сеязи: управление ГСТ2 по базе транзистора VT2 возрастающим напряжением приводит к уве­ личению его тока, поэтому скорость перезаряда конденсатора С2 и скорость уменьшения напряжения ык возрастают; управление ГСТ4 уменьшающимся с возрастающей скорос­ тью напряжением ил приводит к увеличению скорости перезаряда конденсатора СУ и к увеличению скорости возрастания управляющего напряжения ив ГСТ2 и т. д.

Для определения законов изменения времязадающих напряжений «б (О и и\<(О при действии двухпетлевой обратной связи составим систему уравнении (без учета об­

ратных напряжений р-п-переходов транзисторов

и их

входных токов)

kE

|

»

f

Г

£ < - > - " 6

1 9/

LUlfa-

Cx

J

L

1

ZIK0

(8.41)

- k E

-

Г

"« — £(+)

+

2/KOj\ш.

- т И

L

R*

рого

Интегральные уравнения (8.41) преобразуются в дифференциальные уравнения вто­

порядка:

R2CI R^C2 йц — Мк — —

-J- 2/ ко^2»

1

(8.42)

R2CIR^C2&б — ^б = — Е^

^ — 21коУ?4»

I

Общие решения линейных дифференциальных уравнений

с постоянными коэффи­

циентами и постоянной правой частью (8.42) запишем в виде

U6 (0 = Gxet/r +

G2e~t/r + ^

+

2ImR2\

j

ик (0 — G3e^r +

G±e

^ r

— 2/Kl)R^t

I

где

т=

± V \/R 2C}R4C2— корни характеристического

уравнения Rfi-JR^C^ — 1 = 0.

Значения коэффициентов Glt

G2, G3 и G4 найдсм при начальных условиях */б(0) =

= 2Е°ых- к Е ,

иК(0) = 2£*ых — kE,

иб (0) =

(£<+>-2£^ых + kE — 2InRt)/(RtC^,

"ко = (£,-) - 2£°ых + kE + 2/К0/?2)/(/?2С1):

G, = —

2^вых — ЬЕ — £ <—1— 2/к

E'+)- 2 E Bb„]

+ k E - 2 I K0Ri

V Я4С2/(Я2С,)

1

2

G. =

—

ZE°BUX- k E - £ ( - > -

2/ «0^2

£ <+> -2£>

+ k E - 2 / K

]//?4с 2/ ( а д

(8.44)

+ kE +

G. =

—

2 £ ' ы

х - ^ - £ (+)+.2/ко/?4 +

21KQR2

К* ^,Cx/(/?4Cjj)

■]'

С4 =

2Я1ых- * £ - £ ( + > +

2/К0/?4 .

+ ££ +

2/K0/?2

/ /?2Cl/(y?4C2)

Так

как законы изменения времязадающих

напряжений

иь (t) и ик (Q согласно

выражениям (8.43) и (8.44) при общих условиях имеют сложный характер, что затрудня­

ет анализ генератора, то в дальнейшем ограничимся				рассмотрением		частного случая,
когда Л, = R2 = R3 = Д4 =	R, Сг =	С2 =	С, £<+> =	2 ^ ых -	kE, £<“ >=		2£°ш _ kE,
а k = (£ L X - E L x ) / 2 E > Gi =	- G3>	G2 =	0 4.
При принятых условиях из соотношений (8.43) с учетом формул (8.44) находим
"бк W = "б (0 — "к (0 =		— 4/коЯе'/ЛС +		£ (-> ~	£ <+) +	4/коЯ,	(8.45)

т. е. времязадающее напряжение на переходе коллектор — база транзистора VT2 изме­ няется по закону возрастающей экспоненты. Формирование рабочего импульса с дли­ тельностью /и1 в генераторе заканчивается при мбк (Ун1) = 0, когда переход коллек­

тор — база транзистора VT2 входит в насыщение и резко уменьшается ток перезаряда конденсатора С2, удерживавший управляющий транзистор VT6 в открытом состоянии. Последний закрывается, а положительным перепадом с его коллектора переключается ЦА (t = /а на рис. 8.12, 6).j

212

Формирование рабочего импульса с длительностью /и2 происходит в процессе пере­

заряда конденсатора С1 в обратном, а С2 — в прямом направлениях при аналогичном действии двухпетлевой положительной обратной связи. В исходное состояние ЦА воз-

вра дается при входе в насыщение перехода коллектор — база транзистора		VT1 и по­
следующего запирания управляющего транзистора VT5 (t = t3).
Приняв в выражении (8.45) / = tu = /и1 = /и2,	ибк (/„) = 0, найдем длительность
выходных импульсов генератора
/и = tui = tm = RC In [1 + (Е°шк -	£ jux)/(2/K0/?)].	(8.46)

Применение управляемых ГСТ для обеспечения возрастающей скорости перезаряда конденсаторов ВЗЦ обусловливает высокую крутизну разностного времязадающего на­ пряжения в момент срабатывания диодно-транзисторного компаратора. Это в значитель­ ной степени повышает стабильность момента входа в насыщение переходов коллектор — база транзисторов VT1 и VT2, а значит, снижает дестабилизирующее влияние обратных напряжений опорных элементов на временные параметры выходных импульсов генера­ тора. Из формлулы (8.46) также следует, что генераторы с подобным ВЗУ обладают вы­

сокой удельной длительностью при выполнении условия |

— £ вых | > 2 /к0Я. Вы­

полнение последнего условия одновременно обеспечивает и малое влияние тепловых то­ ков транзисторов и диодов ВЗУ на стабильность генератора ввиду слабой зависимости логарифмической функции от аргумента в области его больших значений.

Глава 9

ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ ЛОГИЧЕСКИХ

ЭЛЕМЕНТАХ ТИПОВ КМОП И МОП

1. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ ИЛЭ НА МОП-СТРУКТУРАХ

В ИМПУЛЬСНЫХ УСТРОЙСТВАХ

Основные достоинства ЦИМС на МОП-структурах — большие входные сопротивле­ ния МОП-транзисторов (Явх > 1012 Ом) и высокий уровень интеграции.

При выполнении импульсных устройств на ИЛЭ типа МОП и КМОП сопротивления времязадающих резисторов, вследствие высоких входных сопротивлений МОП-транзис- торов, не ограничены сверху. Поэтому для получения импульсов с большими длительнос­ тями не требуется увеличивать емкости времязадающих конденсаторов.

Получение импульсов о высокой частотой повторения затруднено, вследствие низко­ го быстродействия МОП-структур. Для формирования временных интервалов с микросекундными длительностями следует применять специальные схемы импульсных гене­ раторов на ИЛЭ типа МОП и КМОП.

Несколько лучшим быстродействием по сравнению с ИЛЭ на р-канальных МОПтранзисторах обладают ИЛЭ типа КМОП, так как перезаряд их паразитных емкостей происходит через открытый транзистор л- или p-типа. Наряду с более высоким быстро­ действием ИЛЭ типа КМОП потребляют меньше энергии, чем ИЛЭ типа МОП с р-ка- налом.

Отмеченные недостатки МОП- и КМОП-структур устраняются в ЦИМС на /t-каналь­ ных МОП-транзисторах, ДМОП-транзисторах (выполненных по методу двойной диффу­ зии) и МОП-транзисторах с V-образной канавкой, задержка переключения которых около 1 нс [3].

Анализ ИУ на ИЛЭ типа МОП и КМОП производится с учетом передаточных и на­ грузочных характеристик ИЛЭ. Типовые передаточные характеристики ИЛЭ с инвер­ сией типа КМОП показаны на рис. 9.1, а, типа МОП с р-каналом — на рис. 9 .1, б. Выход­ ные характеристики, снятые для ненагруженных ИЛЭ типа КМОП и МОП при переходе из единичного состояния в нулевое и наоборот, изображены на рис. 9.1, в и г соответст­ венно. Импульсные устройства на ИЛЭ с МОП-структурой рассчитываются при приня­ тых кусочно-линейных аппроксимациях передаточных характеристик ИЛЭ типов КМОП и МОП (рис. 9.1, д, е)} где использованы следующие обозначения:

213

^вых ~ Уровень выходного напряжения ИЛЭ типа КМОП, соответствующий его еди­

ничному состоянию (рис. 9.1, д);

Un — значение входного порогового напряжения ИЛЭ типа КМОП, соответствую­ щее переходу его из единичного состояния в нулевое и наоборот (рис. 9.1, д);

^вых — уровень выходного напряжения отрицательной полярности ИЛЭ типа МОП

в нулевом состоянии (рис. 9.1, е); и 1/^ — значения входных пороговых налрязке1]Ий

(рис. 9.1, ё) ИЛЭ типа МОП, соответствующие переходу его в нулевое и единичное со­ стояния при аппроксимации передаточной характеристики с учетом коэффициента усиле­

ния К = ^Л ы х^п — и Ь>		и п — значение входного порогового напряжения ИЛЭ типа
МОП без учета динамического участка передаточной характеристики (рис. 9.1, е).
В табл. 9.1 приведены типовые параметры ИЛЭ типа КМОП серии							164 и типа МОП
серии	172 при принятых на рис. 9.1 аппроксимациях их характеристик.
							Таблица	9.1
	Параметр	Серия				Параметр	Серия
		164	| 172				164	172
С х .	в	0	—16	^вх	min> ®		“ 0,5	—20
■Ввых*	В	8	0	/С,	не менее		30	10
и°. в		5	—4	/°		мА	1	0.5
				1 вых шах»
и'п, в		5	—2	/ ^		в.д	1	0.5
				*вых шах»
ип, в		5	—3	е	пс		200	1000
Двых. к0м		8	25		нс		200	1000
		15	2
^вх max’ В				/ пот. мкА			0,1	0,3
				fmax»			5	1

214

г.МУЛЬТИВИБРАТОРЫ НА ИЛЭ ТИПОВ КМОП

ИМОП С РЕЗИСТОРНО-ЕМКОСТНЫМИ ОБРАТНЫМИ СВЯЗЯМИ

Мультивибраторы на ИЛЭ типа КМОП с перекрестными резисторно-емкостными об­ ратными связями выполняются как на элементах И — НЕ (рис. 9.2), так и на элементах ИЛИ — НЕ (рис. 9.3) типа КМОП с объединением их входов или подключением неис­ пользованных входов элементов И — НЕ к источнику питания, а ИЛИ — НЕ — к об­ щей шине.

В схеме мультивибратора с перекрестными резисторно-емкостными обратными свя­ зями, например на двухвходовых ИЛЭ И — НЕ типа КМОП (рис. 9.2, а), времязадающие резисторы R1 и R2 подключены к источнику напряжения + £ , роль которого может вы­ полнять источник питающего напряжения микросхем DD1.1 и DD1.2. Диоды VD1 и VD2 предохраняют логические элементы от перенапряжения по входам и обеспечивают быстрый разряд времязадающих конденсаторов С1 и С2.

Примененные в генераторе интегрирующие ЯС-цепи (ВЗЦ вида 2) обеспечивают лучшие показатели мультивибратора на ИЛЭ типа КМОП по относительной нестабиль­ ности и эффективности, чем дифференцирующие #С-цепи (ВЗЦ вида 1 табл. 3.5).

Мультивибратор работает следующим образом. Пусть ИЛЭ DD1.1 установился в единичное, а ИЛЭ DD1.2 — в нулевое состояние, что соответствует моменту времени t = ti на временных диаграммах напряжений (рис. 9.2, б). Конденсатор С2 при t > f* заряжается от источника + £ через резистор R2 и выход ИЛЭ DD1.2. В момент времени, когда напряжение на конденсаторе С2%а следовательно, и входное напряжение авх1 эле­

мента DD1.1 достигает значения Un, инверторы DDI.1 и DD1.2 изменяют свои состояния на противоположные (/ = t2 на рис. 9.2, б). В дальнейшем, при t > /2, конденсатор С/ заряжается с постоянной времени т* от источника + £ через резистор R1, выход ИЛЭ DD1.1, находящегося в нулевом состоянии. При достижении входным напряжением uBt2 элемента DD1.2 значения Un, инверторы почти мгновенно возвращаются в исходные

состояния (t = t3).	и /и2 = t2з та­
Длительности генерируемых мультивибратором импульсов /и1 =

ким образом определяются временами заряда конденсаторов С2 и С/.

Без учета падений напряжения (UD > £^ых) на смещенных ц прямом направлении

диодах при принятой на рис. 9.1, д кусочно-линейной аппроксимации передаточной ха­ рактеристики и при /?х, R2 > ЯПЬ1Х, длительности выходных импульсов

	/и!	т2 In 1/(1 — Y); *из =cTi In 1/(1 — Y).	(9 1 )
где Y =	Ti = A ;	T 2 = R2C2.

Максимальные сопротивления времязадающих резисторов R1 и R2, ввиду большого входного сопротивления ИЛЭ типа КМОП (порядка десятков МОм), ограничены лишь их габаритными размерами. Минимальные значения этих сопротивлений определяются мак­

симально допустимым	выходным	током	элементов	типа КМОП 1ВЫХmax =	1 мА
(см. табл. 9.1) и условием работоспособности мультивибратора:
«min >	max) - < « 5	«min > (« < * * “		W n O ^ L x + " « « - * ) .	(9-2)
Если в качестве источника напряжения + £			используется источник питания микросхем

Е = 9 В, то при типовых значениях параметров микросхем типа КМОП (табл. 9.1) из выражений (9.2) определяем Rx = Я2 = R m\n > 9 к0м*

215

Для увеличения частоты следования импульсов мультивибратора следует уменьшать емкости времязадающих конденсаторов С1 и С2. Однако емкости этих конденсаторов должны хотя бы на порядок превышать паразитные входные и нагрузочные емкости ИЛЭ. Разряд конденсаторов С1 и С2 через смещенные в прямом направлении диоды VD1 и VD2 вызывает резкое увеличение выходных токов ИЛЭ DD1.1 и DD1.2. Как следует из эквивалентной схемы разряда конденсаторов (рис. 9.2, в) и временных диаграмм напря­ жений (рис. 9.2, б)} максимальный выходной ток при разряде конденсатора

/вых * 'D 1 (£вы* + Un - U D - E ) .

(9.3)

Расчетное значение / вых при типовых параметрах микросхем и диодов превышает паспорт­

ные значения допустимого выходного тока ряда образцов ИЛЭ типа КМОП (см. табл. 9.1). Следовательно, разрядный ток конденсаторов в генераторе неблагоприятно воздейству­ ет на режим работы инверторов. Один из способов уменьшения выходного тока — вклю-

	чение последовательно с диодами VD1 и VD2
	резисторов с небольшим сопротивлением (сот­
	ни ом).
	Максимальное			напряжение		на	входах
	ИЛЭ во	время	регенеративных			процессов в
	мультивибраторе (при t =				/ =	t3 для ИЛЭ
	DD1.2 и	t = t 2	для ИЛЭ DD1.1)				Етах =
	— £ вых +	Un ^	14 В, что		не превышает до­
Рис. 9.3	пустимого значения этого параметра для мик­
	росхем типа КМОП			( ^ вхтаХ=		15 В).

Наличие двух и более входов у ИЛЭ типа КМОП позволяет строить на их основе мультивибраторы с двухпетлевыми обратными связями, где вторая цепь обратной связи, помимо емкостной, через времязадающие конденсаторы создается непосредственным (триггерным) включением ИЛЭ. Принципиальная схема мультивибратора с двухпетле­ выми обратными связями на двухвходовых ИЛЭ ИЛИ — НЕ типа КМОП изображена на рис. 9.3, а. Времязадающие конденсаторы CJ и С2 в таком генераторе, в отличие от мультивибратора на ИЛЭ И — НЕ (рис. 9.2, а) в цепь основной положительной обратной связи не входят, и, следовательно, меньше влияют на длительности переднего и заднего фронтов выходных импульсов. В остальном принцип работы и количественные соотно­ шения для обоих мультивибраторов одинаковы.

Рассмотренные мультивибраторы имеют жесткий режим возбуждения, обусловлен­ ный возможностью появления единичных напряжений одновременно на обоих выходах ИЛЭ после включения источника питания микросхем. Так как динамический диапазон передаточных характеристик элементов типа КМОП мал (см. рис. 9.1), то избежать жест­ кого возбуждения генераторов путем соответствующего выбора рабочих точек на динами­ ческих участках передаточных характеристик трудно.

На рис. 9.3, б и в показаны принципиальные схемы мультивибраторов с перекрест­ ными резисторно-емкостными обратными связями и с двухпетлевыми обратными связями на ИЛЭ ИЛИ — НЕ типа КМОП с применением автоуправляемого смещения для устра­ нения жесткого режима возбуждения. В указанных мультивибраторах выходные напря­ жения пвых1 и иВЫХ2 изменяются в противофазе, что обеспечивает мягкий режим возбуж­

дения колебаний.

Жесткий режим возбуждения генераторов на ИЛЭ типа КМОП можно исключить, применяя резисторные отрицательные обратные связи и £-триггерное включение ИЛЭ.

216

На рис. 9.3, г показана принципиальная схема автоколебательного мультивибратора с двухпетлевыми обратными связями на ИЛЭ ИЛИ — НЕ, где ИЛЭ DD1.1 и DD1.2 охва­ чены отрицательными обратными связями через времязадающие резисторы мультивиб­ ратора R1 и R2.

Мультивибраторы на ИЛЭ типа МОП с перекрестными резисторно-емкостными об­ ратными связями на ИЛЭ типа МОП отличаются от подобного мультивибратора на ИЛЭ типа КМОП (рис. 9.2, а) тем, что времязадающие RC-цепи здесь в соответствии с данными табл. 3.5 при формировании рабочего импульса должны быть дифференцирующими (рис. 9.4, а). Дифференцирующими должны быть RC-цепи в мультивибраторе на ИЛЭ типа МОП с двухпетлевыми обратными связями (рис. 9.4, б).

Принцип работы обоих мультивибраторов одинаков, за исключением быстрых (ре­ генеративных) процессов. При переключении лбгических элементов во втором мульти­ вибраторе (рис. .9.4, б), в отличие от первого (рис. 9,4, а), действуют две петли обратной

V0211

VD1JI

	связи: первая непосредственная (триггерная) с выхода
	одного ИЛЭ на один из входов другого, вторая — че­
	рез времязадающую RC-цепь по другому входу ИЛЭ.
	Действие двухпетлевой обратной связи приводит к
	уменьшению длительностей переднего и заднего фронтов
Рис. 9.4	выходных импульсов. Работу мультивибраторов и ос-
	новные расчетные соотношения рассмотрим на примере
	мультивибратора с перекрестными резисторно-емкостны­

ми обратными связями (рис. 9.4, а), воспользовавшись временными диаграммами напря­

жений (рис. 9.4, в).	С2 в	таком мультивибраторе заряжаются че­
Времязадающие конденсаторы С1 и
рез соответствующий резистор R1 или R2 и выход инвертора DDL1 или DD1.2, находя­
щегося в нулевом состоянии. По мере	заряда	того или иного конденсатора входное
напряжение пвх1 или ивх2 одного из	инверторов экспоненциально увеличивается от
—£ min, стремясь к 0 (например, пВх1 при / >		tx на рис. 9.4, в). Регенеративный процесс
противофазного изменения выходных напряжений			пвых1 и пвых2 мультивибратора		про­
исходит после выхода рабочей точки на динамический				участок передаточной характе­
ристики ИЛЭ типа МОП (см. рис. 9.1, е) при ивх >			U°	(например, t = /г)- После	пере­

ключения ИЛЭ зарядившийся конденсатор С1 или С2 быстро разряжается через открыв­ шийся диод VD1 или VD2 (например, через диод VD2 при t > /jj, что определяет время

восстановления		исходного состояния		/в генератора.				без учета UD определяются
	Длительности выходных импульсов мультивибратора
из	выражений					Ti In {EmjU "n),			(9.4)
		=	*2 In (£ т :П/^п);		'и2 =
где	Ti = (#1 +	О	Т2 ^ (&2 +	О	^2»	^min		^вых^/(^ -Ь ^вых)
	Формулы (9.4) справедливы при /и1 >				tB	2 ^	где
	'в -	С (Я’ых +	rD) In [(£>ых -		Е°вых) R/(R +		О	+ и°п)/ио .	(9.5)

Амплитуда выходных импульсов мультивибратора определяется разностью выход­ ных напряжений нагруженных инверторов в нулевом и единичном состояниях: Um —

= ^вых — ^вых* Уровни £УВЫХи UBUXв свою очередь зависят от сопротивлений времязадающих резисторов и определяются из нагрузочных характеристик ИЛЭ типа МОП

217

(см. рис. 9.1, г). В соответствии с паспортными данными цифровых	микросхем типа
МОП выходные напряжения ИЛЭ лежат в пределах £/Цых ^ —7,5	В, С/^ых > —2,3 В

(для серии К 172), тогда минимальная амплитуда выходных импульсов мультивибратора

Uт min — 5>2	При # > ^2ых» Я >	Явых и принятой		на	рис. 9.1, е аппроксимации
передаточной	характеристики ИЛЭ типа		МОП амплитуда выходных импульсов Um
^вых- ® этом случае £'min =		и выражения (9.4)		для	длительностей	выходных
импульсов преобразуются к виду
	Uli = ^2^2 1° 0/у )»		^И2 == Я-fix	(1/у)»		(9.6)
где у = и%Е°вых.					R1 и R2 ограничены ми­
Минимальные сопротивления времязадающих резисторов
нимальным значением выходного напряжения нагруженного					ИЛЭ £/®ых min ^	—7,5 В:
	R > ^ых^вы* т Ж		ы х - "вых т!„) •			(9'7)

При типовых значениях параметров микросхем типа МОП (см. табл. 9.1) из соотношения (9.7) следует, что R > 20 кОм.

Для обеспечения хорошей формы выходных импульсов мультивибратора минималь­ ные емкости времязадающих конденсаторов С1 и С2 должны на порядок превышать па­ разитные входные и выходные емкости ИЛЭ типа МОП. Влияние емкостей конденсато­

ров С1 и С2 на длительности переднего и заднего фронтов	выходных импульсов	умень­
шается, если применять мультивибратор с двухпетлевой	обратной связью .(рис. 9.4, б).
При некоторых значениях сопротивлений времязадающих резисторов R1		и R2

мультивибраторы с резисторно-емкостными обратными связями на ИЛЭ типа МОП имеют жесткий режим возбуждения, который можно устранить несколькими способами: выбо­ ром рабочей точки на динамическом участке передаточной характеристики логических элементов, обеспечением в мультивибраторе глубокой отрицательной обратной связи, применением схем автоуправляемого смещения и £-триггерным включением ИЛЭ.

Для выбора рабочей точки на динамическом участке передаточной характеристики в мультивибраторах на ИЛЭ типа МОП времязадающие резисторы необходимо подклю­ чать к источнику отрицательного зарядного напряжения —Е3. Так как логические эле­ менты типа МОП согласно их передаточным характеристикам (см. рис. 9.1, б и е) обла­ дают усилительными свойствами при входных напряжениях от—2 до —4 В, при Rit R2 < < RBX значение отрицательного заряда напряжения —Е3 следует выбирать в этих же

пределах (в сторону меньших значений). На рис. 9.4, г изображена принципиальная схе­ ма мультивибратора на ИЛЭ И—НЕ типа МОП с перекрестными резисторно-емкостными обратными связями и с отрицательным зарядным напряжением. Последнее можно форми­ ровать из источника питания микросхем с помощью резисторного делителя.

Если времязадающие резисторы R1 и R2 в мультивибраторах на ИЛЭ типа МОП (рис. 9.4, а и б) подключить к выходам соответствующих логических элементов, а не к общей шине, то получим мультивибраторы, в которых ИЛЭ охвачены глубокой отри­ цательной обратной связью по напряжению. В этом случае, после включения источника питания, резисторы R1 и R2, включенные в цепь обратной связи, должны обеспечить выход рабочих точек логических элементов DD1.1 и DD1.2 на динамические участки их передаточных характеристик. При этом’триггерные связи между элементами устанавли­

вают мультивибратор в одно из	двух квазиустойчивых состояний, и самовозбуждение
его будет мягким. На рис. 9.5,	а, например, показана принципиальная схема мульти­

218

вибратора с двухпетлевыми обратными связями на ИЛЭ И—НЕ типа МОП с резистор­ ными отрицательными связями для обеспечения мягкого режима возбуждения ко­ лебаний.

Схемы автоуправляемого смещения представляют собой цифровые автоматы на ло­ гических элементах, входными аргументами которых служат выходные напряжения

мультивибратора, а выходной функцией — автоуправляе-			Таблица	9.2
мое напряжение смещения, подключаемое к времязадаю-
щим резисторам. В зависимости от комбинаций выходных
напряжений автоуправляемое смещение устраняет запре­		ивых		ыупр
щенные для генератора сочетания входных сигналов. На­			°вых
пример, для устранения жесткого режима возбуждения
колебаний в мультивибраторе с перекрестными	резистор­
но-емкостными обратными связями на ИЛЭ ИЛИ—НЕ ти­		0	1	1
па МОП (рис. 9.4, а), схема автоуправляемого смещения		1	1	1
должна синтезироваться в соответствии с табл. 9.2 (табли­		0	0	0
ца Истинности или переходов).	данным	1	0	1
Цифровой автомат, работающий согласно

табл. 9.2, выполняется на трех ИЛЭ ИЛИ—НЕ типа МОП,

где два из них выполняют роль инверторов DD1.3 и DD1.4, а один — DD1.5 реализует функцию ИЛИ с инверсией (рис. 9.5, б); или на двух ИЛЭ И—НЕ типа МОП, один из которых реализует функцию И с инверсией, а другой включен по схеме инвертора.

3.МУЛЬТИВИБРАТОРЫ НА~ИЛЭ ТИПОВ КМОП

ИМОП С ПЕРЕЗАРЯДОМ КОНДЕНСАТОРА ВРЕМЯЗАДАЮЩЕЙ ЦЕПИ

Основным недостатком мультивибраторов на ИЛЭ типа КМОП с резисторно-ем­ костными обратными связями является сравнительно низкая стабильность и резкое повышение выходного тока логических элементов во время разряда конденсаторов через диоды и превышение им допустимой величины / вых тах для микросхем типа КМОП,

что влияет на надежность работы генераторов. Эти недостатки можно исключить, если в качестве ВЗЦ использовать RC-цепи с перезарядом конденсатора. В такой ВЗЦ нет процесса восстановления исходного состояния и увеличиваются пределы времязадающего напряжения на конденсаторе, что повышает стабильность длительностей импульсов и эффективность мультивибраторов (см. табл. 3.5).

Как следует из табл. 3.5, стабильность частоты и эффективность мультивибратора на ИЛЭ типа КМОП с ВЗЦ вида 4 выше, чем с ВЗЦ вида 5. Однако в первом случае вхо­ ды логических элементов подвержены воздействию больших отрицательных перепадов напряжений, образующихся на обкладках конденсатора во время регенеративных про­ цессов в мультивибраторе. Крбме того, входы логических микросхем типа КМОП снаб­ жены встроенными демпфирующими диодами, подключенными катодами к затворам вход­ ных транзисторов, а анодами — к общей шине, что принципиально не позволяет обеспе­ чить перезаряд конденсатора относительно нулевого уровня их выходных напряжений.

Вследствие этого для построения генераторов на ИЛЭ типа КМОП с перезарядом конденсатора следует использовать ВЗЦ с перезарядом конденсатора относительно еди­ ничного уровня выходных напряжений ИЛЭ, хотя генераторы в этом случае будут иметь несколько худшие показатели по стабильности частоты и эффективности.

Принципиальная схема мультивибратора на двухвходовых ИЛЭ И—НЕ типа КМОП с перезарядом конденсатора ВЗЦ показана на рис. 9.6, а, а временные диаграммы напря­

жений, цостроенные в предположении £/ВЬ1Х^ Е, £УВЬ1Х^ О, Е > UD} где Е —- напряже­

ние источника питания микросхем,— на рис. 9.6. б.

В состав мультивибратора входят два ИЛЭ DD 1.1 и DD1.2, включенные по схеме /?5-триггера с инверсными входами; диоды VD1 и VD2, обеспечивающие перезаряд кон­ денсатора С через выход одного из логических элементов, находящегося в единичном со­ стоянии, и один из времязадающих резисторов R1 или R2.

Мультивибратор работает следующим образом. Пусть в исходном состоянии ИЛЭ

DD1.1 установился в единичное, а ИЛЭ DD1.2 — в нулевое		состояния (/ =	/ 1 на
рис. 9.6, б). При t > ti	конденсатор С перезаряжается с постоянной времени Tt через
выход ИЛЭ D u 1.1, диод	VD1 и времязадающий резистор R1.	Напряжение	мвх2 на

свободном входе ИЛЭ DD1.2 при этом экспоненциально уменьшается от Етах, стремясь к 0 (/ > /j), где /Гтах — максимальное входное напряжение, образующееся на входах

219

триггера в результате перезаряда конденсатора в предыдущем цикле работы мультивиб­ ратора и последующего регенеративного процесса изменения состояний логических элементов.

При (/вх2 ^ Un дальнейшее уменьшение входного напряжения ИЛЭ DDJ.2, со­

гласно принятой на рис. 9.1, д аппроксимации передаточной характеристики ИЛЭ типа КМОП, вызывает увеличение его выходного напряжения, что равносильно поступлению управляющего сигнала на вход /?5-триггера с инверсными входами, переключающего

последний в другое устойчивое состояние. Таким образом, при	t2 B мультивибраторе
развивается регенеративный процесс, в результате которого	выходные напряжения

мультивибратора иоых1 и ивых2 противофазно изменяются на противоположные (мвых1

при t = /2 на Рнс. 9.6, б). На этом заканчивается процесс формирования импульса с дли­ тельностью /н1 и начинается формирование импульса с длительностью (t > ^)-

На рис. 9.6, в изображена эквивалентная схема входной цепи мультивибратора в стадии формирования импульса с длительностью fHl. ИЛЭ DD1.1 учтен на схеме вели-

9

чинами £ вых и R BbIxl . Выходное напряжение ИЛЭ DD1.2 в нулевом состоянии, согласно

принятой на рис. 9.1, д аппроксимации передаточной характеристики, принимаем рав­ ным нулю. Смещенный в прямом направлении диод VD1 учтен на схеме параметрами

rD и		UD.
	В соответствии с эквивалентной схемой на рис. 9.6, в и временными диаграммами
напряжений на рис. 9.6, б входное напряжение ивх2 (0 при t >								t± изменяется по закону
			«ВХ2 ( 0		- W		,/T‘.		(9.8)
где		Етах = Z - iu J V tf х + Явых+ го) + Я2/(Я2 +					Кых + rD)1 ~		т1 = [Я2 II (RlBM +
+	rx>) Н* ^ il С.		импульса длительностью			/и1	заканчивается		при uBx2 (t = ^2) =
	Формирование
=	£/п, поэтому, приняв в соотношении (9.8) t					=	находим
'ы1 =		[Я2 II («вых +	r D) + All С In	^вых	(		Ri	Ra +	RBUX + *)4
				Un	\R ,	+ Явы х + r L
									(9.9)

Так как цепи перезаряда конденсатора С в прямом и обратном направлениях идентичны, то по аналогии с выражением (9.9) имеем

	*И2 — [^1 II (*вЫх + го) + Я2] С In	+	я*
			Яг + Явых + rD
	+ r D
			(9.10)

Амплитуда выходных импульсов Um мультивибратора зависит от соотношения времязадающих (Rf и R2) и выходных (/?вых и RBhlx) сопротивлений ИЛЭ и определяется из нагрузочных характеристик ИЛЭ типа КМОП (см. рис. 9.1, в).

220