вень сигнала на приемной станции должен быть такой величины, чтобы приемные устройства могли нормально работать, т. е. даль­ ность непосредственной передачи сигналов ограничена. Для ком­ пенсации затухания кабеля, воздушной или радиорелейной линии, т. е. для увеличения дальности связи, широко используют усили­ тели, равномерно распределенные вдоль линии передачи.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1.Назовите основные характеристики сигналов электросвязи.

2.Какие типы каналов организуются в СП?

3. Какие принципы разделения каналов используются в СП, их достоин­ ства и недостатки?

4. Перечислите особенности передачи сигналов в различных направляющих средах.

2. ПАРАМЕТРЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ УСИЛИТЕЛЕЙ

2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Передача электрических сигналов сопровождается их ослаблени­ ем — рассеянием их энергии в пространстве. При этом часто ока­ зывается, что энергия сигнала недостаточна для его приема или что мощность сигнала сравнима с мощностью помех. В этих слу­ чаях возникает задача усиления сигналов, т. е. увеличения их мощности. Усиление электрических сигналов осуществляется уси­ лителями, которые удобно -представлять в виде четырехполюсни­ ков (рис. 2.1), т. е. устройсгв, имеющих пару входных контактов для подведения сигнала, подлежащего усилению, и пару выход­ ных — для подключения нагрузки (приемника усиленного сиг­ нала). Очевидно, что эти четырехполюсники являются активны­ ми, т. е. содержат источники энергии, поскольку мощность сиг­ налов, поступающих в нагрузку, больше, чем воспринимаемых. Очевидно также, что конкретный усилитель должен обладать вполне определенными параметрами и характеристиками, зави­

сящими от свойств усиливаемых сиг­ налов и особенностей аппаратуры, в состав которой этот усилитель вхо­ дит.

Параметры четырехполюсников исчерпывающе полно рассмотрены в теории электрических цепей. Однако на практике при некоторых допущени­

ях можно использовать более удобные эксплуатационные пара­ метры и характеристики усилителей, важнейшие из которых рас­ смотрены ниже.

2.2. ВХОДНОЕ И ВЫХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЯ

На	рис. 2.1 показан		усилитель — четырехполюсник,				к	которо-
му подключены		источник		сигнала	(Ёс, Zc), подлежащего			усиле­
нию, и приемник усиленного сигнала					(нагрузка ZH).
Входным сопротивлением усилителя ZBX называется отношение
установившихся		значений		напряжения		и тока на	его входе
и В /1вх.	Можно	записать,		что C,BX= / BXZBX= £ CZBXI/,(ZC+ Z BX). Из
этого выражения		видно, что Овх приближается к Ёс при						|ZBX| >
;> |Z C|	и существенно		меньше £ с,		если	\2.ъх\<^ .\£ е\.	Очевидно,

знание величины ZBXочень важно для эксплуатации, так как входное напряжение сигнала, а следовательно, при прочих равных усло­ виях и напряжение на нагрузке Овых зависят от него в значитель­ ной степени.

Выходным сопротивлением усилителя ZBUX называется отно­ шение £УВых(°о)//вых(0), где символы оо и 0 обозначают условия холостого хода и короткого замыкания соответственно на выход­ ных контактах усилителя. В некоторых усилителях подобные ре­ жимы не допускаются, поэтому экспериментально выходное соп­ ротивление определяется при подключении источника сигнала к

выходным	контактам	(рис. 2.2) как отношение	Оизм // изм-
Строго	говоря, при определении входного		сопротивления к
выходным	контактам	следует подключать номинальную нагруз­
ку усилителя, а при		определении выходного — входные контакты

замыкать на сопротивление, равное внутреннему сопротивлению номинального источника сигнала. Практически же это может по­ влиять лишь на результаты измерений сопротивлений усилите­ лей, имеющих малое усиление.

В большинстве случаев входное и выходное сопротивления уси­ лителей аппаратуры систем передачи должны быть согласованы с сопротивлениями внешних цепей во избежание отражения сиг­ налов от входных и выходных контактов усилителя. Степень со­ гласования количественно оценивается коэффициентом несогласо­ ванности

	6 =	Zyc R H	I
		ZyC-f- Rn	|

где Zyc — полное входное или выходное сопротивление усилителя; R» — номинальное действительное сопротивление источника сиг­ нала или нагрузки соответственно. Степень согласования можно оценить затуханием несогласованности, которое выражается в де­ цибелах и равно а6= —201g6.

В некоторых случаях требуется, чтобы подключение усилителя к ис­ точнику сигнала практически не из­ меняло развиваемое им напряжение. Это достигается выполнением условия высокоомности входного сопротивле­ ния |ZBX/ZC| ^3-1-10.

Иногда желательно, например, в усилителях сигналов звуко­ вого вещания, чтобы выходное сопротивление усилителя было низ­ коомным, т. с. чтобы выполнялось условие |ZH'/ZBbtx| ^ 10ч-1000.

2.3. КОЭФФИЦИЕНТЫ ПЕРЕДАЧИ

Коэффициенты передачи являются важнейшими параметрами усилителей, характеризующими их усилительную способность. На­ иболее полную информацию несет коэффициент передачи по ЭДС (см. рис. 2.1) Ке (/to) = Овых/Ёс- Поскольку Овых и Ёс — комплексные величины, то, представляя их в показательной форме, мож­

но записать Ке (/ ю) = UBUXе,ф»ых<ш)/£?с е/ч>с<0)) = Ке (со) е/Фе<С0>	, где
фвых(со), фс (со)— значения фазы выходного напряжения и	ЭДС

источника сигнала соответственно, ш:= 2 я / — текущая частота. В дальнейшем для сокращения записи указание на функцио­

нальную зависимость величин от частоты будет сохраняться лишь там, где это имеет принципиальное значение. В остальных случаях это указание будет опускаться, например вместо Ке(а>) будет записываться Ке.

Действительная величина К е= С вых1Ес= |Ке| называется ко­ эффициентом усиления по ЭДС, а разность фе=фвых—фс — фа­ зовым сдвигом ЭДС в усилителе.

Коэффициенты передачи и усиления по ЭДС используются тогда, когда к входному сопротивлению усилителей не предъ­ являются какие-либо особые требования. Если же входное со­ противление усилителя равно сопротивлению источника сигнала или является высокоомным, то вместо коэффициента передачи по

ЭДС	используют коэффициент		передачи по напряжению
К = Овых/Овх = и вых е/фвых,иахе,фвх = К е*
где	К — коэффициент	усиления	по напряжению;	фвх — фаза
входного (Напряжения;		ф =ф Вых—фвх — фазовый сдвиг		напряже­
ния.

Так как входное и выходное сопротивления усилителей мно­ гоканальных систем передачи обычно согласованы с внешними цепями, коэффициент усиления по напряжению является наибо­ лее распространенным. Часто для краткости его называют про­

сто коэффициентом усиления усилителя.				току Кт=
Иногда	используют	коэффициент	усиления по
= /вых//вх,	коэффициент	усиления	ПО МОЩНОСТИ	Км=Ц Вых/вых/

/UBXIBX= Ет tba* , где Ут=/вых/Цвх — проводимость передачи. Мо-

1вх

дуль проводимости передачи gT обычно называют крутизной. Крутизна в отличие от ранее приведенных коэффициентов уси­ ления, являющихся безразмерными, измеряется в сименсах (См). Параметры Ут и gT используются для характеристики усилите­ лей с низкоомной нагрузкой.

Можно показать, что коэффициенты усиления и крутизна свя­ заны между собой следующими соотношениями: /С=Ке|1 + + z c/zBX| =/CT|Z„/ZBX| = K JK r= gT\zn\.

Коэффициенты усиления можно выражать в децибелах, на­

пример Se=201gKe, /G = 100,05Se Аналогично в децибелах вы­ ражаются и коэффициенты усиления по напряжению и току. Ко­

эффициент усиления по мощности в	децибелах SM=101g/CM,
2.4. ЧАСТОТНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ.
л и н е й н ы е и с к а ж е н и я
Зависимость коэффициента усиления от частоты называется
амплитудно-частотной, а зависимость от частоты фазового		сдви­
га — фазо-частотной характеристиками	соответствующего	коэф­

фициента передачи. В простейшем случае амплитудно-частотная характеристика (рис. 2.3) .напоминает резонансную кривую, по­ этому среднюю частоту fo, на которой коэффициент усиления достигает своего максимального значения Кео, называют квазирезонансной. Диапазон частот Af, на краях которого коэффици­

ент усиления снижается по отношению к Кео в У 2 раз, называ­ ется полосой пропускания усилителя. Рабочий диапазон частот

AfP обычно расположен внутри полосы пропускания усилителя. Если в этом диапазоне амплитудно-частотная характеристика имеет вид горизонтальной прямой, то считается, что усилитель не вносит амплитудно-частотных искажений. Количественно ам­ плитудно-частотные искажения на той или иной частоте рабо­ чего диапазона А/р определяются коэффициентом амплитудночастотных искажений M = K eo/Ke(fi), где /(*,(/<)— коэффициент усиления усилителя на частоте fi. При квазирезонансной форме амплитудно-частотной характеристики обычно нормируют макси­ мально допустимые значения коэффициента амплитудно-частот-

Рис. 2.3

Рис. 2.4

Рис. 2.5

ных искажений на верхней fB и нижней fH частотах рабочего диапазона (Мв и Мн).

Усилители, компенсирующие потери энергии сигналов в про­ водных линиях связи, имеют амплитудно-частотные характери­ стики относительно сложной формы (рис. 2.4). В этом случае амплитудно-частотные искажения на той или иной частоте в де­ цибелах определяются разностью реального значения коэффици­ ента усиления (кривая 2) и заданного (кривая 1). Штриховые линии на рис. 2.4, отстоящие от заданной амплитудно-частотной характеристики на величину ±А5, отмечают допустимые грани­ цы, в которых может располагаться амплитудно-частотная ха­ рактеристика реального коэффициента усиления усилителя.

Зависимость фазового сдвига в усилителе от частоты ф(ю) называется фазо-частотной характеристикой коэффициента пере­

дачи (рис. 2.5). На		практике чаще используют частотную харак­
теристику группового времени прохождения
f (f\ =	rf(PM ^	JL	d(P (fl
гъиК1)	dсо	2л	df

или частотную характеристику неравномерности группового вре­

мени прохождения Atгвп (0 = ^гвп (/) —^гвп тпгп*

Количественно фазо-частотные искажения на той или иной частоте определяются величиной Д/увп (А).

Совокупность амплитудно- и фазо-частотных искажений уси­ лителя называется линейными искажениями (см. § 5.4).

2.5. СОБСТВЕННЫЕ ПОМЕХИ УСИЛИТЕЛЕЙ

Электрические колебания, имеющиеся в нагрузке усилителя при отсутствии сигнала на его входе, называются собственной помехой усилителя. Ее основными составляющими являются:

тепловые помехи, возникающие на активных сопротивлениях источника усиливаемого сигнала;

помехи, возникающие в усилительных элементах, и тепловые помехи пассивных элементов усилителя;

помехи от источников питания усилителя; наводки от внешних источников; микрофонный эффект.

Последние три составляющие могут быть снижены до пре­ небрежимо малых величин инженерными методами, например применением фильтров питания, экранированием усилителя и увеличением жесткости его конструкции; первые же две устра­

нить	нельзя, поэтому они должны учитываться						при	разработке
и эксплуатации усилителя.					тепловой помехи		(в вольтах) мо­
Эффективное напряжение
жет	быть	рассчитано		по	упрощенной	формуле		Найквиста
£/т.Пэфф= У AkTRAf ,			где	k — постоянная		Больцмана,			равная
1,37* 10-23		Дж|/град,	Т — абсолютная температура, К;					R — актив­
ное сопротивление проводника, Ом; Af — полоса частот,									Гц. Если

источник сигнала согласован с входным сопротивлением усили­ теля, что часто имеет место в технике электросвязи, то мощность тепловой помехи, создаваемой этим источником во входной цепи усилителя, будет Рт.ПВХ-- kTAf.

Собственные помехи усилительных элементов усилителя учи­ тываются посредством коэффициента шума (в децибелах) Fc.п = = 101g(Pc.n вых/Рт.пвхЯм), где Км — коэффициент усиления по мощ­ ности. Физически коэффициент шума представляет собой в лога­

рифмических	единицах	отношение мощности	собственной поме­
хи Рс.п вых в	нагрузке	данного усилителя к	мощности помехи в-

нагрузке такого же усилителя, по свободного от внутренних ис­

точников помех.

Иногда собственные помехи усилителя определяют величиной мощности помех, приведенных ко входу усилителя: Яс.пвх=

=Рс.тшх/Км=Рт.п вх10°'1Гс-п , или уровнем (в децибелах) помехи, приведенной ко входу: рс.„вх= 10lg(P С.ПВХ/1 мВт).

2.6. АМПЛИТУДНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ

Амплитудной характеристикой усилителя называется зависи­ мость выходного напряжения от напряжения входного синусои­ дального сигнала, частота которого обычно выбирается в середи­ не рабочего диапазона. В идеальном случае (рис. 2.6,а, кривая 1) амплитудная характеристика прямолинейна, а ее наклон опре­

деляется		коэффициентом	усиления усилителя tg a = £ /Bbixi/£/Bxi=
= К.	В	реальном усилителе		амплитудная характеристика (рис.
2.6,а,	кривая 2) может		быть	определена только выше некоторо­

го напряжения С/ВЫхттп, существенно превышающего эффективное напряжение собственной помехи на выходе усилителя. Кроме то­ го, эта характеристика в силу нелинейности вольт-амперных ха­ рактеристик тех или иных элементов усилителя также нелинейна.

В технике электросвязи часто используется другая форма ам­ плитудной характеристики (рис. 2.6,6)— зависимость коэффици­ ента усиления по напряжению в децибелах от выходного уровня усилителя рвых= Ю lg(| ОВЫх/вых||/1 мВт). К усилителю обычно* предъявляют требование, чтобы при достижении в его нагрузке

#вы*

7

25

выходного уровня, равного рвыхтах, амплитудная характеристика отклонялась от прямой линии не более чем на допустимую ве­ личину ±AS.

Отклонение амплитудной характеристики от идеальной свиде­ тельствует о нелинейных искажениях усилителя, которые могут быть определены величинами высших гармоник при подаче на вход усилителя синусоидального сигнала. Количественную оцен­ ку нелинейных искажений осуществляют одним из следующих способов.

В усилителях с относительно большими нелинейными искаже­ ниями последние определяются с помощью коэффициента гармо­ ник (коэффициента нелинейных искажений)

Кр = -\ f £^2г.вых"Ь^Зг.вых

lU1г.вых>

где и п г.ъых— напряжение л-й гармоники на нагрузке усилителя. Обычно в таких усилителях задается мощность первой гармони­ ки сигнала в нагрузке Л ш х .н о м = = ^ 21г.вы х.ном /|2 н | , при которой и определяется значение Кг-

В усилителях с малыми нелинейными искажениями последние оцениваются по затуханию нелинейности Лпг0 по второй и тре­ тьей гармоникам, причем эти затухания определяются при мощ­ ности первой гармоники в нагрузке усилителя, равной одному мил­ ливатту. Эти затухания соответственно равны Л2го= 201е(Е/1Г.вых/

№ 2г.вых)	И Л зг 0 ^ 2 0	l g (ТАг.вых/^Зг.вых)>		ГД®	С / „ в ы х = У 1 Щ Г Ш .
Для	усилителей	с	малыми нелинейными		искажениями		(К г^
^0,03)	справедливо		следующее приближенное			равенство	Л „г=
= А Пго—Рвых(я—1),			где п — номер гармоники,			Лп г— затухание
нелинейности по п-й гармонике при				выходном уровне			рвЫх =

= 101ё (Рвых./1 мВт).

Наибольший выходной уровень сигнала, при котором затуха­ ния нелинейности снижаются до минимально допустимых значе­ ний, соответствует так называемой максимальной неискаженной мощности усилителя.

2.7. ПОНЯТИЕ О НЕСТАБИЛЬНОСТИ ПАРАМЕТРОВ И НАДЕЖНОСТИ УСИЛИТЕЛЕЙ

Параметры элементов, из которых изготавливаются усилите­ ли, имеют производственный разброс, а также могут изменяться из-за старения, изменения температуры окружающей среды и на­ пряжения источников питания. Это приводит к нестабильности па­ раметров усилителя в целом, т. е. к отличию значений параметров конкретного образца усилителя от номинальных. Количественно нестабильность того или иного параметра усилителя определя­ ется отношением с/0/0, где 0 — номинальное значение данного па­ раметра, a dQ— его максимальное приращение, вызванное комп­ лексом всех возможных воздействий внешних факторов на уси­ литель. Если известна относительная нестабильность параметров

•O',- всех n элементов конструкции усилителя, то относительную не­ стабильность 0 параметра усилителя можно подсчитать как

т
d e/e= 2	1
i=i
Величина S®	= d	называется чувствительностью	0 парамет-
Ь	dfti/fti		а т ^ п —
ра усилителя	к изменению Ф параметра /-го элемента,

общее число учитываемых параметров п элементов. Приведенное соотношение используется при однозначной зависимости парамет­ ров элементов от того или иного внешнего фактора (примером та­ кой зависимости является изменение сопротивлений резисторов от изменения температуры окружающей среды). Если же параметры элементов связаны с влияющим внешним фактором статистически (примером чего может служить отклонение сопротивлений рези­ сторов от номинальных значений), следует использовать соотно­ шение

0	/Usl‘dt
£0

При прочих равных условиях наибольшей стабильностью па­ раметров обладает усилитель с наименьшими поэлементными чувствительностями S°o£, которые могут быть минимизированы

рациональным выбором схемы усилителя, в частности, использо­ ванием в усилителе обратной связи.

Понятие	нестабильности параметров усилителя тесно связано
с понятием	его надежности — способности удерживать свои па­

раметры в процессе эксплуатации в заданных пределах. Надеж­ ность усилителен количественно определяется рядом параметров, выбор которых зависит от класса аппаратуры, вида соединения элементов усилителя между собой и вида соединения усилителя с другой аппаратурой. Для большинства усилителей характерно

основное соединение элементов (узлов аппаратуры друг с дру­ гом), при котором отказ одного из элементов вызывает отказ усилителя в целом. Это обстоятельство с учетом того, что коли­ чество элементов в усилителе велико, а отказы их взаимно не­ зависимы, позволяет считать возникновение отказов усилителя подчиняющимся нормальному закону распределения и, следова­ тельно, достаточно полно характеризовать надежность усилителя

вероятностью безотказной работы как функции времени P(t) =

* t	п	Где п — число элементов конструкции, Я*—
= е 2	^s = 2
	i—1

интенсивность отказов /-го элемента, величина которой обычно дается в справочниках, сц — коэффициент загрузки, учитывающий условия работы /-го элемента.

Усилители с точки зрения надежности относятся к классу невосстанавливаемой аппаратуры, т. е. ремонт ее не осуществляет-

ея в процессе эксплуатации. Это обстоятельство с учетом осн0вного соединения усилителя с другой аппаратурой позволяет свя­ зать еще один параметр надежности — время безотказной работы усилителя ? с вероятностью безотказной работы следующим про­ стым соотношением: Т = = —£|1пР(0 |.

Приведенные соотношения показывают, что надежность уси­ лителя будет тем выше, чем меньше элементов в его конструк­ ции и чем выше надежность каждого из этих элементов.

2.8. КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ. ПРИНЦИП РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЯ

Принцип работы усилителя заключается в том, что слабый сигнал, который подлежит усилению, управляет потоком энергии, доступающим от источника питания в нагрузку, подключенную к усилителю (рис. 2.7). В усилителях электрических сигналов энер­ гия от источника питания (выпрямителя, аккумулятора и т. д.) передается в нагрузку по электрической цепи, следовательно, сиг­ нал, подлежащий усилению, должен соответствующим образом изменять параметры какого-либо элемента этой цепи. Следует от­ метить, что часть энергии, полученной от источника питания, рас­ сеивается в усилителе, вызывая нагрев его элементов.

На рис. 2.8,а приведена схема так называемого микротелефонного усилителя. Источником энергии в нем является батарея элек­ трических элементов (/„ит, которая соединена с нагрузкой (рези­ стором Rv) через коробочку с угольным порошком, сопротивле­ ние которой Ry зависит от прогиба мембраны М. Прогиб мембра­ ны определяется напряжением усиливаемого сигнала, поступаю­ щего в обмотку W Постоянный магнит NS предназначен для на­ чального прогиба мембраны; тогда усиливаемые сигналы одной долярности будут увеличивать этот прогиб, а другой — уменьшать,

изменяя соответственно и сопротивление Ry. На рис. 2.8,6							изоб­
ражена структурная			схема этого	усилителя. Генератор		ЭДС Ёс
и резистор Rc являются источником усиливаемого сигнала							(ИС),
генератор	ЭДС	Еп— источником		питания (ИП),	элемент,		состо­
ящий из	устройства		управления	УУ и управляемого		резистора
Ry, — усилительным			элементом (УЭ). Цепь, по которой			протека­
ет управляющий		(входной) ток		/ Вх, называется	входной		цепью
усилителя,	а по	которой протекает усиленный (выходной) ток
/вых — выходной		цепью усилителя. Сочетание усилительного эле-

28

а)	ffJ
Рис.	2.8

мента, входной и выходной цепей называется каскадом усиления. Когда усиления одного каскада недостаточно, осуществляют лестничное (каскадное) соединение нескольких каскадов усиле­ ния, образуя так называемый многокаскадный усилитель, струк­ турная схема которого показана на рис. 2.9. Усиление многокас­ кадного усилителя в основном обеспечивается предварительными каскадами усиления (ПКУ), выходной каскад усиления (ВКУ) предназначен главным образом для обеспечения в нагрузке уси­ лителя заданной неискаженной мощности сигнала. Обычно все каскады получают энергию от общего источника питания (ИП) через цепи фильтрации (ЦФ), которые, во-первых, осуществляют развязку каскадов между собой (исключают попадание усилен­ ных сигналов последующих каскадов в предыдущие) и, во-вто­ рых, подавляют помеху, которая может поступать в каскады уси­ ления от источника питания (пульсации выпрямленного напряже­ ния, наводки посторонних ЭДС и т. д.). Входное и выходное уст­ ройства осуществляют сопряжение каскадов усиления с внешними цепями усилителя: трансформируют сопротивления, осуществля­ ют переход от симметричной относительно земли схемы внешних цепей к несимметричной схеме усилителя, защищают усилитель от опасных напряжений во внешних цепях и т. д. В общем случае можно считать входное и выходное устройства относящимися к

входному и выходному каскадам усиления соответственно. Можно показать, что коэффициенты усиления по напряжению,

току и мощности, а также коэффициент амплитудно-частотных ис­ кажений многоканального усилителя равны произведениям соот­ ветствующих коэффициентов отдельных каскадов (или суммам, если коэффициенты выражены в децибелах). Фазовый сдвиг на-

ПКУ ВКУ

Рис. 2.9

пряжения или тока многокаскадного усилителя равен сумме фазо­ вых сдвигов в отдельных каскадах.

Мощность собственных помех на выходе многокаскадного уси­

лителя Реп вых	является суммой помех, поступающих от		каждо­
го каскада	(рис. 2.10):	Рслвых = Рслвх )KMIKM2,	Кмп +
~\~Рс.п вх iKuiK.Mг-Н, ••• , Кмп~\~		Н“Рс.п вх пКмп> ГДв Рс.п вх i	МОЩ­

НОСТЬ собственной помехи г-го каскада, приведенная к его входу, Кыг — коэффициент усиления каскада по мощности, п — количест­ во каскадов усиления. Поскольку усиление каскадов достаточно велико, т. е. справедливо неравенство К м »•> 1, в приведенном выше выражении можно пренебречь всеми слагаемыми, кроме первого, и

Считать, ЧТО	/*с.п вых^-Рс.п вх 1^(м1^(м2»••• , Км п==^Рс.п вх1^(м, ГДв Км^=
= KMIKM2 ,	, Км п — коэффициент усиления усилителя по мощно­

сти. Таким образом, собственные помехи в многокаскадном уси­ лителе практически определяются только собственными помеха­ ми первого (входного) каскада усиления.

Нелинейные искажения многокаскадного усилителя также, строго говоря, определяются нелинейными искажениями, возни­ кающими во всех его каскадах. Однако если учесть, что нелиней­ ные искажения экспоненциально возрастают с ростом мощности сигнала и что выходной каскад имеет коэффициент усиления по мощности много больше единицы (и, следовательно, мощность сигнала на его выходе много больше мощности на выходах других каскадов), то можно считать, что нелинейные искажения усилите­ ля возникают только в выходном каскаде усиления.

2.9. РЕЖИМЫ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЬНОГО ЭЛЕМЕНТА

В усилителях аппаратуры систем передачи в качестве усили­ тельных элементов наиболее часто применяются биполярные или полевые транзисторы. В соответствии с принципом работы бипо­ лярного транзистора простейшая схема усилительного каскада представлена на рис. 2.11. Источник смещающего напряжения Еь вызывает выход носителей зарядов из эмиттерного слоя транзи­ стора в базовый. Под воздействием напряжения на коллекторе 1/э.к, создаваемого источником питания Ек, эти носители зарядов переходят на коллекторный электрод и создают ток / к, проходя­ щий через сопротивление нагрузки RH. Малая часть носителей не переходит на коллекторный электрод, а направляется через ис­

точник напряжения смещения, создавая входной	ток U.	Таким
образом, если в контур тока I& ввести источник	сигнала,	подле­
ло

жащего	усилению			(на	рис.		2.11
это генератор ЭДС Ес с внутрен­
ним сопротивлением				Rc),		измене­
ния его ЭДС будут алгебраически
суммироваться		с	источником				сме­
щающего	напряжения				и,	следова­
тельно,	изменять		степень			откры­
тия эмиттерного р—«-перехода.
Таким образом,		ток		/ к	будет		изменяться, обеспечивая изменение

перехода энергии от источника питания Ек в нагрузку RH. Очевидно, что эффект усиления будет иметь место лишь тог­

да, когда выделенная в нагрузке мощность переменной состав­ ляющей тока / к будет больше мощности, отдаваемой источником усиливаемого сигнала. Это обеспечивается установкой определен­ ного .режима работы транзистора по постоянному току, т. е. оп­ ределенных значений напряжений между его электродами и то­ ков, протекающих через эти электроды. Установка режима по по­ стоянному току осуществляется выбором напряжения источника питания, конфигурации схемы каскада и сопротивлениями входя­ щих в нее резисторов. При выборе режима в том или ином каска­ де усиления могут преследоваться различные цели. Так, в пред­ варительных каскадах — максимизация усиления по ЭДС; в вы­ ходном каскаде — максимизация отдаваемой мощности; во вход­

ном	каскаде — минимизация	собственной помехи; во всех каска­
дах	усиления — минимизация	мощности, потребляемой от источ­

ника питания, и т. д.

Рассмотрим порядок выбора режима по постоянному току в предварительном каскаде усиления, выполненном на биполярном транзисторе (выбор режима в выходном каскаде рассмотрен в § 2.12). Для этого воспользуемся семействами входных и выход­ ных статических характеристик транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером (ОЭ), которые обычно приводятся в справочной литературе (рис. 2.12). Прежде всего выберем напря­ жение между эмиттером и коллектором U3.к=. Оно должно быть

больше остаточного напряжения U0ст (|напряжения, выше кото­ рого выходные характеристики становятся относительно прямоли­

нейны),	но меньше	максимально	допустимого- 1)з л т ах,	величина
которого	обычно	приводится в	справочнике. Можно	принять
£/э.к=«'(0,2,..., 0,5) и э.кmax', чем			выше U3.к=, тем больше усиле­

ние каскада и лучше его частотные свойства, но больше потребле­ ние энергии от источника питания. Затем выберем величину то­ ка коллектора / к=. Чем больше / к=, тем выше усиление каскада, но тем больше затраты энергии, а в некоторых случаях и собст­ венные помехи каскада. Поэтому / к= принимают равным или не­ сколько меньше того тока, при котором определено большинство справочных параметров транзистора. Точка на семействе выход­ ных характеристик (рис. 2.12,6) с координатами U3.к=, / к= назы­

вается рабочей точкой	(РТ) или	точкой покоя. Для	рабочей точ­
ки находят значение	постоянной	составляющей тока базы / б=.
Если РТ оказывается	между характеристиками		семейства, то
/ б= находят методом	интерполяции; так, для рис.		2.12,6 /б = =
= /б 2 + (/бз—/б2 )В/А. Воспользовавшись семейством			входных ха­

рактеристик ((рис. 2.12,а), по значению /б= находят напряжение между эмиттером и базой U3.б=. Точка на входных характеристи­ ках с координатами LJ3,б=, /б= также называется рабочей.

Приращение напряжения Д£/Э.б на эмиттер-ном переходе, кото­ рое создает источник усиливаемого сигнала (рис. 2.13,а), вызы­ вает некоторое приращение входного тока Д/б. Отношение доста­ точно малых приращений AU3.&IAU называется входным сопротив­ лением транзистора и обозначается hn3. В свою очередь, прира­ щение входного тока Д/б вызывает приращение выходного Д/к (рис. 2.13,6). Отношение Д/к/Д/б называется коэффициентом уси­ ления транзистора по току и обозначается h2l3. В некоторых слу­ чаях (например, при анализе работы каскада в области достаточ­ но высоких частот) важно знать еще два параметра транзистора:

выходную проводимость h223= A l'к/AUэ.к и коэффициент внутрен­ ней обратной связи hi23—AU3.6/AU3.K. Эти два параметра опреде­ ляются при приращении напряжения AU3.K, что достигается вве­ дением соответствующего генератора ЭДС в коллекторную цепь транзистора. Определение параметра hl23 графически неосущест-

$	fyf3 &12эУбыХ &12э^ВХ			К		hft3	к
к	'ex’V -	Й	^ 8ьп			'Убых I
		'	1Мь.Х»			\ b	j
		1	1	л
Э			А	°			э
			"22э	Э	3	S )
			Рис.	2.14

вимо, так как в масштабе чертежа входные характеристики тран­ зистора для разных напряжений Uэ.к сливаются в одну линию. Эти четыре /t-параметра являются характеристическими парамет­ рами транзистора, работающего в режиме малого сигнала, т. е. при таких изменениях токов и напряжений на нем, которые не превышают 10% соответствующих токов и напряжений, являющих­ ся координатами рабочей точки. При больших изменениях токов и напряжений транзистора имеет место режим большого сигна­ ла (обычно для транзистора выходного каскада). В этом режиме анализ работы каскада с помощью /t-параметров невозможен.

Следует добавить,	что при	экспериментальном определении
/t-параметров следует	обеспечить	выполнение условий	и

1 //?н^/122э, т. е. относительно высокое внутреннее сопротивление источника сигнала и относительно низкое сопротивление нагрузки.

Значение /t-параметров транзистора позволяет при анализе ра­ боты каскада воспользоваться эквивалентной схемой транзистора по переменному току (рис. 2.14,а). Так как обычно справедливы неравенства Uвыхкх29<^ивх и Ъ1Ян^>Ь22з, из схемы, показанной на рис. 2.14,а, можно исключить элементы, изображенные штриховой линией, и перейти к упрощенной схеме, приведенной на рис. 2.14,6. Заметим, что напряжения и токи, показанные на схемах рис. 2.14, соответствуют переменным составляющим напряжений и токов

схемы рис. 2.11,		т. е.	/ Вх = /б ~ ,	/ Вых=Ас~, Овх-- Us.6 —> 1^вых —
= Uэ.к-., где /б~,,		/ к~,	£/э.б ~ и	£/э.к-— переменные составляю­
щие токов	и напряжений /б, / к,			Uэ.б и U3.K соответственно.
	2.10. СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА
	ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ
Легко	видеть,	что /t-параметры транзистора, а следовательно,

и параметры каскада зависят от координат рабочей точки. По­ скольку параметры каскада должны быть стабильны, то при вы­ боре и расчете схемы каскада необходимо обеспечить стабилиза­ цию режима усилительного элемента по постоянному току, т. е. обеспечить постоянство координат рабочей точки при воздействии на каскад внешних факторов (изменения температуры окружа­ ющей среды, напряжения источника питания и параметров тран­ зистора при его замене). В большинстве случаев можно считать параметры каскада достаточно стабильными, если при допусти­

мом воздействии внешних факторов по­ стоянная составляющая тока коллекто­ ра изменяется не более чем на 10%. Хо­ рошая стабилизация коллекторного тока может быть достигнута в так называе­ мой схеме с эмиттерной стабилизацией (рис. 2.15). Эта схема хороша еще и тем, что для ее работы требуется только один источник постоянного тока, а не два, как в схеме рис. 2.11.

Расчет схемы начинают с выбора ре­ жима транзистора по постоянному току, т. е. определения величин /„=, £/э.к=, /б=*> £ /э.б = . Затем задают величину тока / д ,

мый			протекающего		через	так называе­
	базовый делитель напряжения			(Я'я, R"д),		и падения	на­
пряжений		(UR3, UR k) на резисторах R3 и RK. Обычно принимают
/д=	(5 ... 20)/б=,		URK= ( 0,5 1 )£/,.«_	и	£/Дэ = (5	20)2,5- 10-3Д*,
где	2,5 • 10—3 В/град — приблизительное				значение	приращения	на­
пряжения		U3.б=	при понижении температуры окружающей				сре­

ды на 1°, a A t— допустимые изменения температуры окружающей среды для рассчитываемого усилителя, град.

Большие значения /д и UR3 соответствуют большей стабильно­

сти, но и большему расходу энергии источника питания. Поэто­ му при расчете данной схемы используют метод итерации — коррекцию по результатам расчета выбранных исходных значе­ ний и повторный расчет.

Определив величины постоянных токов и напряжений в схеме, находят требуемое напряжение источника питания U„HT— URk-\~

+ U3.K=-{-UR э и сопротивление резисторов RK= U RK/Ik=, R3= U R 3 /

/ ( / к = + / б= ) , Я " д = ( £ / э . б = + £ / л , ) / / д , Я ' д =		(£ /„ „ т — £ /э .б = — г / д э ) / ( / д +
+ / б = ) . Ток	источника питания /п ит — / к = + / б = + / д .
Сущность	стабилизации постоянного	коллекторного тока в

данной схеме заключается в том, что при его изменении под воз­ действием каких-либо внешних факторов происходит соответству­ ющее изменение падения напряжения на резисторе R3, и следова­ тельно, напряжения смещения U3.б=. Легко видеть, что уменьше­

ние,	например, / к= приводит	к увеличению U3,б= и	наоборот.	Та­
ким	образом, схема как бы	«пытается» удержать	значение	/ к*=

неизменным и тем жестче, чем больше сопротивление резистора R3. Это свойство схемы проявляется еще ярче, если потенциал базы транзистора сделать независимым от тока / б = , что достига­ ется выбором тока /д достаточно большой величины. Следует, од­ нако, отметить, что относительное увеличение падения напряже­ ния на резисторе R3 улучшает стабилизацию больше, нежели та­ кое же увеличение тока / д.

Для данной схемы абсолютное приращение А/к постоянного коллекторного тока транзистора из-за воздействия внешних фаК-

34

торов может быть подсчитано по формуле, полученной дифферен­ цированием уравнения, составленного для постоянного коллек­ торного тока:

	1	/	А т	I	А	Л—Д и	Л	Т А Ло1Э\
А /к =	1	I				Э • б	Э • О I
	1 + У$		Л^к.бо +			—^----------- г J		5=^ Г ) ’
		\				1Чэ .б
где /?э.б=^?э+1/(1-|-Л/д+ I/^^A) *, у — Яэ/Яэ.б\								р= /к=//б=; А/к.б о —

приращение обратного тока коллекторного перехода при допусти­ мом изменении температуры окружающей среды (берется из спра­ вочника); Д£Л>.б — приращение напряжения на эмиттерном перехо­ де при том же изменении температуры (находится по справочнику или приблизительно подсчитывается как 2,5-10“W , В); Д£э.б— допустимое изменение напряжения смещения базы (определяется как Uэ.бДО, в свою очередь, Д0 — относительная нестабильность ис­ точника питания каскада); Д/г21э/^21э — относительное изменение параметра h2\3 из-за производственного разброса и измене­ ния температуры окружающей среды (берется из справочника).

Если рассчитанное значение Д/к удовлетворяет условию Д/*//к<0,1, то стабильность можно считать удовлетворительной, в противно,м случае надо увеличить в схеме величины R3l /д, а если это невозможно, снизить степень воздействия внешних факторов (стабилизировать напряжение источника питания, применить термостатирование усилителя и т. д.).

В многокаскадных усилителях часто применяется непосредст­ венное соединение каскадов друг с другом (рис. 2.16,а). В этом случае приращение постоянного коллекторного тока каскада оп­ ределяется не только воздействием на него внешних факторов (собственным приращением), но и приращениями коллекторных токов предыдущих каскадов. Можно записать, что приращение коллекторного тока в /-м каскаде, непосредственно (гальваниче­

ски) связанном с предыдущим и A/Kj= 2 Д/к t coeKrtj, где Д/Кгсоб —

собственное (независимое от других каскадов) приращение кол­ лекторного тока в транзисторе £-го каскада, a K rij— алгебраиче-

ское значение коэффициента усиления схемы по приращению по­ стоянного тока между i-м и /-м каскадами (при i= j Ктц=1).

Величина KTI j определяется конфигурацией и параметрами элементов конкретной схемы усилителя. Для схемы, показанной

на рис. 2.16,а, усиление между 1-м и 2-м каскадами	К т —
—hi\3RK\f (RKI+ R BX 2 ); RBX 2 = Лцэ 2 +(^?э2 (1 -\rh2 ia2 ) > где	/?вхг —

входное сопротивление 2-го каскада по постоянному току, /гцЭ2 и h21эг — параметры транзистора Т2. Знак минус в правой части фор­ мулы говорит о том, что увеличение коллекторного тока транзи­ стора Ту снижает коллекторный ток транзистора Т2. Это объ­ ясняется тем, что с ростом IKi снижается потенциал коллектора Т\ и потенциал непосредственно связанной с ним базы Т2 и, сле­ довательно, уменьшается ток h 2 .

Схема, показанная на рис. 2.16,6, позволяет в ряде случаев не только получить более высокую стабильность коллекторных то­ ков, но и несколько уменьшить ток источника питания. Действи­

тельно, для схемы	рис. 2.16,а	ток источника питания / ПИт = /к 2 +,
Н"^б2 + /к 1+^б1+/д,	а для схемы		рис.	2.16,6	/ Пит=/к2 + /б 2 + Д ь
Повышенная стабильность		в	схеме	рис.	2.16,6 и ей подобных

обеспечивается наличием петли общей обратной связи по посто­ янному току. Пусть в силу каких-либо причин ток / к 2 возрастает. Это вызовет повышение потенциала точки а и, следовательно, по­

тенциала базы транзистора	7Y Последнее вызовет рост тока h i
и связанного с ним тока h i,	что приведет к падению потенциала

базы транзистора Т2 и, следовательно, снижению тока h i, т. е. к его стабилизации. Можно показать, что аналогично схема будет действовать и при изменении тока hi-

Приращение коллекторного тока транзистора /-го каскада в схеме с общей обратной связью по постоянному току, структура которой показана на рис. 2.17,

Дh i соб RiU

АЛц = -<*"1 1—Km

где Кт и — алгебраическое значение коэффициента усиления при­ ращения постоянного тока между коллекторами транзисторов t-ro и /-го каскадов в направлении по часовой стрелке, а Ктох — алгебраическое значение коэффициента усиления приращения по­ стоянного тока разомкнутой петли обратной связи.

Отметим в заключение, что схемам с общей обратной связью

по постоянному току	свойственно	некоторое		усложнение		цепей
	переменного тока. Кроме того, эф­
	фективность		обратной		связи в
	этих схемах оказывается тем мень­
	ше,	чем	больше сопротивления
	резисторов,		включаемых		в	цепи
	эмиттеров.		В	последнее		время,
Рис. 2.17	особенно в усилителях на интеграль-

ных микросхемах, находит применение так называемый ком­ пенсационный метод стабилизации, сущность которого рассмот­ рена в § 2.16.

2.11. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ

Наиболее распространенная схема предварительного каскада усиления на биполярном транзисторе представлена на рис. 2.18,а. Режим транзистора в ней по постоянному току и его стабилиза­ ция обеспечиваются схемой эмиттерной стабилизации (см. рис. 2.15). Источник сигнала (Ес, Rc), подлежащего усилению, подклю­ чается одним полюсом к общему проводу, а другим — через кон­ денсатор Cpi к базе транзистора. Конденсатор Cpi — разделитель­ ный, он исключает ответвление постоянного тока, протекающего через резисторы R'A и R"A, в цепь источника усиливаемого сигна­ ла. Если через подключенный к каскаду источник сигнала может протекать постоянный ток (например, источником сигнала явля­ ется предыдущий каскад), то из схемы исключают конденсатор Cpi и резисторы Д'д и R"A. Последовательно с резистором R'A •включен резистор R<p, который совместно с конденсатором Сф со­ ставляет цепь фильтрации, уменьшающую проникновение помех на базу транзистора от источника питания. Обычно принимают Дф= (0,25,..., 0,5)^^. Усиленный сигнал выделяется на резисто­ ре RK-, в общем случае он может быть передан во внешнюю нагруз­ ку RH через разделительный конденсатор Ср2, исключающий шун­ тирование ею транзистора по постоянному току. Обычно же на­ грузкой предварительного каскада усиления является постоянно включенный последующий каскад; его подсоединение может осу­ ществляться и без разделительного конденсатора, как, например, показано на рис. 2.16.

Резисторы в цепи эмиттера R '3 и R"э предназначены главным образом для стабилизации режима работы транзистора по по-

стоянному току. Однако, как будет показано ниже, наличие этих резисторов может существенно снизить коэффициент усиления ка­ скада по напряжению. Для устранения этого явления резистор R"э шунтируют конденсатором Сэ, емкостное сопротивление кото­ рого на частотах усиливаемого сигнала относительно невелико. Резистор Rfэ служит для некоторого снижения коэффициента уси­ ления каскада, например, при его регулировании в процессе про­ изводства.

Все конденсаторы каскада имеют достаточно большие емко­ сти, позволяющие считать их емкостные сопротивления на часто­ тах усиливаемых сигналов близкими к нулю. Близким к нулю можно считать и сопротивление источника питания каскада. Пола­ гая также, что примененный в каскаде транзистор достаточно вы­ сокочастотен (реактивные составляющие его параметров в рабо­ чем диапазоне частот пренебрежимо малы), и обращаясь к экви­ валентной схеме транзистора, приведенной на рис. 2.14,6, изобра­ зим эквивалентную схему каскада для переменного тока (рис. 2.18,6). В этой схеме параметры элементов определяются по сле­ дующим формулам:

R R L — 1/(1/# к+ 1/# н)» ^ с2	= 1/(1//?д+	1/Лс),
S cS = E J il+ R jR 'J , Яд =	1/(1/Я; +	1 //?;).

Входное сопротивление каскада, определенное непосредствен­

но на входе транзистора		(см. рис. 2.18,а), равно RBX.T=UQX/h= z
= [/б^11э+ (/б-+-/к)	/б ,	но / к=Й 21э/б, тогда

^вх.т = ^*19 “Ь * э О Н" ^21э)‘

Входное сопротивление каскада RBX в точках подключения источ­ ника сигнала определяется параллельным соединением RBX.т и резисторов делителя базового напряжения R'д, #"д.

Коэффициент усиления каскада по напряжению в области сред­ них частот

Я 0 = ^вы х/^вх = / К R R Z /U #вх.т =

= ^213 ^н2/[Л11э + /?з (1 +Й21Э)].

Максимально достижимое значение коэффициента усиления по на­ пряжению оказывается равным к2^ к / Ь Пэ. Оно ограничено допу­ стимым сопротивлением резистора RK, которое определяется выб­ ранным режимом работы транзистора по постоянному току и на­ пряжением имеющегося источника питания. Фаза напряжения усиленного сигнала противоположна фазе входного напряжения.

Выходное сопротивление транзистора весьма велико, поэтому выходное сопротивление каскада в точках подключения нагрузки RH принимают равным сопротивлению резистора RK, включаемо­ го в цепь коллектора.

Коэффициент усиления каскада по току в области средних ча­ стот равен коэффициенту усиления по току транзистора, домноженного на величины, характеризующие степень ответвления то­

ка усиливаемого сигнала в шунтирующие ветви схемы. Так, для схемы рис. 2.18,а

•Кто = ^н/^с = ^21э [/? д /(^ д + ^вх.т)] [RJ(R« + Rn)l

Приведенные соотношения показывают, что для увеличения усиления каскада следует выбирать транзистор с возможно боль­ шим /г21Эи возможно меньшим Ацэ. Необходимо также стремиться к увеличению сопротивлений резисторов Я'Л1 R"A и RK в той мере, в какой это допустимо с точки зрения обеспечения режима рабо­ ты транзистора по постоянному току.

В рассмотренном каскаде транзистор был включен по схеме с общим эмиттером (ОЭ), т. е. через его эмиттер замыкались как входная, так и выходная цепи каскада. Используются и две дру­ гие схемы включения транзисторов в каскаде — с общим коллек­ тором (ОК) и общей базой (ОБ). На рис. 2.19 даны функциональ­ ная (а) и эквивалентная по переменному току (б) схемы каска­ да, в котором транзистор включается с ОК. Здесь значения Ec% и Rcx определяются так же, как в каскаде с ОЭ, a RHJ1 = l/(l/R 3+ -j-1/Ян). Заметим также, что в этой схеме подача смещающего на­ пряжения на базу транзистора осуществляется через резисторы R<b и #б, а не от делителя базового напряжения, чем достигается наибольшее входное сопротивление каскада за счет некоторого сни­ жения стабильности режима работы транзистора по постоянному току.

Основные параметры каскада с ОК

^вх.т = ^ вх//б = [Аз ^11э + (А)+ ^21 эА>) ^ HS]//б = = Лцэ + 0 + h21d) Rns,

^?вх = 1 / ( 1 / ^ в х . т +

^ 0 = ^ бых/А^вх= (/б + ^21э Аз) ЯН2 //б [йцэ+ (1 + ^ 21Э)Rn] =

= 1/[1+/111э/(1+^21э) Ян*].

Поскольку обычно Л21э>1, а Ацэ имеет величину того же порядка, что и RnX, то /Со» 1. Если учесть также, что фаза выходного на­ пряжения совпадает с фазой входного, то каскад как бы «повторя­ ет» напряжение источника сигнала на своей нагрузке, вклю­ ченной в цепь эмиттера. Отсюда его часто встречающееся назва­ ние «эмиттерный повторитель». Выходное сопротивление каскада,

определенное	на транзисторе, /?вых.т=СЛшх(°о)//вых(0) = £ С2 //бХ
Х(1+^21э),	но так как le — Rc^fiRc s+A iu),	то /? ВЫх.т=(#сз:"Ь
+ /1цэ) /( 1 +/г21э), т. е. каскад как бы уменьшает		(трансформирует)

сопротивление входной цепи в (l+ /i2 is) раз. С помощью этого ка­ скада можно осуществлять приблизительное согласование высоко­ го внутреннего сопротивления источника сигнала с низкоомной на­ грузкой. Каскад с ОК имеет коэффициент усиления по мощности,

примерно	равный коэффициенту		усиления по току	(если К о»
л* 1), т. е.
К м = К о К т0 ^ ^ г о = / н / /о =
= (1 +	А21э) [Яб/(Яб+ £«..,)] [#,/(*. + *■)]•
В этом каскаде Км> 1 ,		если обеспечены достаточно		высокие соп­
ротивления резисторов		Кб и R3.	В точках подключения нагрузки

Кн выходное сопротивление каскада Квых= 1/(1/Квых.т+ 1/Кэ). Таким образом, каскад с ОК следует применять в тех случаях,

когда требуется высокое входное или низкое выходное сопротив­ ление. Он имеет относительно небольшое усиление по мощности и не изменяет фазу усиливаемого сигнала.

Каскад, в котором транзистор включен с ОБ (рис. 2.20), при­ меняется относительно редко, поскольку он имеет малое входное сопротивление и малый (менее единицы) коэффициент усиления по току. Обычно он используется в составе сложных каскадов, например дифференциальных, которые описаны в § 2.16. Неслож­ но показать, что для этого каскада имеют место следующие соот­ ношения:

R & =	1/(1/Я0+ Т О , £ С2 =	£ с/(1 + Я Т О »
R B X.T =	^11э/(1 + ^2 1в ), #ВХ =	1/(1/R B T.T 1//?э)>

Ко = h21Э/?к/^11в» RBIAX » Я„,

к,о = [Л21э/(1 + Айв)1 [Я./(Я,+Я.Х.Л1 IRJ(RK+ R B)1

Помимо биполярных транзисторов в усилительной технике на­ ходят применение полевые транзисторы, которые, однако, в насто­ ящее время еще не вполне отвечают требованиям по надежнос­ ти, предъявляемым к аппаратуре многоканальной электросвязи. На рис. 2.21 показаны схемы предварительных каскадов усиле­ ния, в которых полевые транзисторы включены соответственно с общим истоком (рис. 2.21,а — аналог схемы с ОЭ) и общим сто­ ком (рис. 2.21,6 — аналог схемы с ОК). При сравнении этих схем с аналогичными на биполярных транзисторах (рис. 2.18 и 2.19) можно заметить, что управляющий электрод полевого транзисто-

40

ра	(затвор) через резистор Ry соединен с общим проводом схемы
и	имеет постоянный потенциал, близкий к потенциалу общего

провода, так как постоянный ток затвора полевого транзистора близок к нулю. Исток транзистора имеет постоянный потенциал выше потенциала общего провода на величину падения напряже­ ния на ветви, соединяющей общий провод с истоком (и). Это па­ дение напряжения должно быть равно напряжению смещения за­ твора (з), выбранному по статическим характеристикам. Осталь­ ные элементы этих каскадов аналогичны соответствующим элемен­ там каскадов на биполярных транзисторах.

До сих пор параметры элементов схем усилительных каскадов считались действительными величинами, и потому не делали раз­ личия между значениями их коэффициентов усиления и передачи. На краях же рабочего диапазона частот реактивные составляю­ щие параметров элементов схем становятся заметными, что вы­ нуждает анализировать на этих частотах не только модуль ко­ эффициента передачи (коэффициент усиления), но и его фазовый сдвиг.

В области низких частот происходит снижение усиления из-за увеличения емкостных сопротивлений разделительных и блоки-

к

п

Рис. 2.22

рующих конденсаторов. Схема, содержащая разделительный конденсахор (например, Срi на рис. 2.18,а), может быть изображена, как показано на рис. 2.22,а. Очевидно, что по мере снижения час­ тоты сигнала ток источника сигнала /с уменьшается, так как ем­ костное сопротивление 1/2nfCp растет, снижается напряжение Овх и, следовательно, снижается коэффициент усиления каскада по ЭДС. Частотная характеристика усиления каскада по ЭДС для этого случая показана на рис. 2.22,6. Здесь величина Кео — коэф­ фициент усиления каскада по ЭДС в области средних частот, на которых емкостное сопротивление разделительного конденсатора

пренебрежимо мало (1/2я/оСр<С#с+/?вх).

Величина коэффициента усиления по ЭДС на той или иной частоте может быть подсчитана по известной из теории электри­

ческих	цепей	формуле	Ke(f) = Кео/]/Г 1 + (1/2я/тР) 2, где тР=
= CP (RC+RBX) — постоянная			времени, равная произведению емко­

сти разделительного конденсатора на сопротивление в точках его подключения, а фазовый сдвиг q>e(f) = arctg(l/2n/tP).

Если на частоте fHзадана величина допустимого коэффициен­ та амплитудно-частотных искажений М„.р, вызываемых раздели­ тельным конденсатором, то, воспользовавшись выражением для Ke(f), можно найти минимально допустимую емкость этого кон­ денсатора

Следует иметь в виду, что конденсаторы меньшей емкости имеют меньшие габариты, массу, стоимость и большую надежность.

Увеличение емкостного сопротивления блокировочного конден­ сатора (например, Сэ на рис. 2.18,а) с понижением частоты эк-

a R o = R '3 + {Rc% + ^ п э )/(1 + ^ 21э)

Бивалентно увеличению сопротивления в цепи эмиттера, а это, как было показано ранее, приводит к снижению коэффициента усиления по ЭДС и, следовательно, к амплитудно-частотным ис­ кажениям. Частотная характеристика коэффициента усиления каскада по ЭДС, определяемая воздействием блокировочного кон­ денсатора, изображена на рис. 2.23,а сплошной линией, а фазо­ частотная — штриховой. Аналитически частотная характеристика коэффициента усиления по ЭДС, определяемая влиянием блоки­ ровочного конденсатора,

Ке (/) = Кео У [1 + (2 я /т в)*]/И* + (2 я /т э)«1 f

где тэ= Сэ/^'э, А э— l-j-R^s/Roy (см.

рис. 2.23,6).

Минимальная величина емкости конденсатора Сэ при допусти­ мых амплитудно-частотных искажениях Мн.э на частоте fH равна

Сэ > V { А \— М1.э)1{М1.*— \) /2 n fHRl

Амплитудно-частотные искажения, вызванные наличием в схе­ ме разделительных и блокировочных конденсаторов, суммируются.

Можно	считать, что M„L	где MHil— коэффициент сум­
марных	амплитудно-частотных	искажений в каскаде усиления.
В области высоких частот		усиление каскада снижается из-за

шунтирующего действия выходной емкости усилительного элемен­ та, монтажных емкостей, емкостей между электродами усили­ тельного элемента, а также из-за инерционности носителей заря­ дов в усилительном элементе. С достаточной для большинства практических случаев точностью частотная характеристика коэф­ фициента усиления каскада по ЭДС и фазо-частотная характери­ стика фазового сдвига по ЭДС определяются схемой, приведен­ ной на рис. 2.24,а (названные частотные характеристики приведе­ ны на рис. 2.24,6). Из теории электрических цепей известно, что эти частотные характеристики аналитически выражаются как

Ке (/) = Ке0/ V 1 + (2 Я / Тв)2,

Фе (/) = arctg (—2 л / тв), тв = Ся RB.

Поскольку постоянная времени тв учитывает целый ряд фак­ торов, ее величина подсчитывается для разных усилительных кас­ кадов по-разному. В частности, для каскада на биполярном тран-

зисторе с ОЭ можно		считать, что тв= (т< + Ск.б#н £) Л21э, где Ск.б—•
зарядная	емкость	коллекторного перехода	транзистора,	а
Tt=l/2jtf<,	причем ft — граничная частота по		Я21э (частота,	при

которой достигается		равенство	|/i2is| = l)-
Для каскада	на	полевом	транзисторе с общим истоком
т в ~ R c [ £ в х +	С пр О " Ь ^ о ) ] +		^вых>

где Свх, Спр, Свых — входная, проходная и выходная емкости тран­ зистора, Ко — коэффициент усиления по напряжению данного каскада в области средних частот. Таким образом, видно, что уве­ личение коэффициента усиления каскада как на биполярном, так и на полевом транзисторах за счет увеличения сопротивления на­

грузки ухудшает его частотные свойства.	с
В заключение добавим, что каскады с ОК и ОБ (а также
общим стоком и общим затвором) по сравнению с каскадом	с

ОЭ (общим истоком) в области высоких частот имеют значитель­ но меньшие амплитудно-частотные искажения.

2.12. ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ УСИЛЕНИЯ

Каскад усиления, от которого сигнал поступает в нагрузку усилителя, называется выходным. Так как все каскады облада­ ют значительными коэффициентами усиления по мощности, то энергия, отдаваемая выходным каскадом, обычно более чем на порядок превышает энергию, отдаваемую предварительными кас­ кадами усиления. Естественно, что выходной каскад и потребляет основную часть энергии, поступающей в усилитель от источника питания. Мощность сигнала, которая может быть получена в на­ грузке каскада, выполненного на том или ином усилительном элементе, ограничена. Как правило, более мощные усилительные элементы или дороже, или менее высокочастотны и имеют боль­ шие габариты и массу. Поэтому для выходного каскада выбирают возможно менее мощный усилительный элемент, но стараются более полно его использовать, т. е. создать для него такие усло­ вия работы, при которых в нагрузке каскада может быть полу­

чена наибольшая мощность.	вся энергия, отбираемая
В любом усилительном каскаде не
от источника питания, преобразуется в	полезную — энергию уси­

ленного сигнала, часть ее неизбежно рассеивается в окружающем пространстве. В выходных каскадах стараются уменьшить рассе­ иваемую энергию не только потому, что это повышает эффектив­ ность использования источника питания, но и потому, что эта энергия повышает температуру элементов каскада, снижая тем самым его надежность.

Получение в нагрузке каскада сигнала наибольшей мощности при наименьшей мощности, получаемой от источника питания, обеспечивается соответствующим выбором режима работы усили­ тельного элемента по постоянному току, установлением определен­ ной величины сопротивления нагрузки по переменному току и ис-

44

пользованием в выходной цепи элементов, имеющих возможно меньшее сопротивление постоянному току. Чаще всего в усилите­ лях аппаратуры систем передачи используют трансформатор (рис. 2.25). Несмотря на то, что трансформатор является дорогостоя­ щим и громоздким элементом, его применение в данном случае вполне оправдано. Во-первых, практически не выделяется энер­ гия при прохождении через него постоянной составляющей кол­ лекторного тока / к; во-вторых, с его помощью заданное сопротив­ ление нагрузки усилителя R H преобразуется в необходимое для получения максимальной мощности усиленного сигнала сопротив­ ление нагрузки R ~ усилительного элемента; в-третьих, схема уси­ лителя и внешняя цепь оказываются разъединенными по постоян­ ному току, что защищает усилитель от опасных напряжений, воз­ никающих в линии, и, наконец, в-четвертых, трансформатор поз­ воляет подключать нагрузку, уравновешенную относительно об­ щего провода усилителя.

Напомним, что пересчет сопротивлений в трансформаторе осу­

ществляется с	использованием	выражения для коэффициента
трансформации	трансформатора	n = Wilw2 = V R~ /RH,	где w, н
w2— число витков в обмотках.			виду, что
При применении трансформаторов следует иметь в

в области низких частот индуктивные сопротивления обмоток сни­ жаются и могут заметно шунтировать нагрузку. Если задаться величиной коэффициента несогласованности бн^ | (RH—ZHH)/(RH+ +ZHB) |, где Zim= l/(l/i?H+ l/j2jtfnLi), то минимальная величина ин­ дуктивности обмотки, к которой подключена нагрузка RH, может

быть определена из выражений L i^ i? H/4nfH6n, где f„ — нижняя рабочая частота усилителя.

На верхней рабочей частоте усилителя fBстановится заметным влияние так называемой индуктивности рассеяния Ls, которое проявляется в увеличении выходного сопротивления трансформа­ тора. Считая, что на средних частотах выходное сопротивление трансформатора согласовано с нагрузкой, получаем, что Z„B= Rll + +\2nfBLs. Задавшись величиной коэффициента несогласованности

6В^ I (RH—2„в)/(/?п+2Н) | , найдем максимально допустимое значе­ ние Lss^.6BRH/nfB.

Поскольку с увеличением числа витков в обмотках трансфор­ матора в одинаковой степени возрастают и Li и Ls, возможность реализации трансформатора определяют по величине так называ­ емого коэффициента рассеяния opacc= Ls/L\. Считается, что транс­ форматор можно реализовать обычными способами, если Срасс не менее 10-4 10-5.

Суть выбора режима по постоянному току и сопротивления на­ грузки R„ усилительного элемента заключается в обеспечении максимально возможных изменений тока и напряжения и выход­ ной цепи каскада. На рис. 2.26 изображено семейство выходных характеристик биполярного транзистора, на котором отмечено максимально допустимое напряжение между коллектором и эмит­

тером Uэ.кmax и показана гипербола	максимально допустимой
мощности рассеяния на коллекторе	PK= IKU3.K= const. Режим

транзистора по постоянному току в схеме выходного каскада (см.

рис. 2.25)	определяется	величинами	/ к=,	U3.к= (рис. 2.26). Оче­
видно, что	максимальная	амплитуда	переменной		составляющей
коллекторного тока / к в этом случае			будет	равна	IKmax, а макси­

мальная амплитуда переменной составляющей напряжения меж­ ду коллектором и эмиттером U3.K— значению UKmax. Мгновенные значения / к и £/э.к определяются отрезком прямой АВ, проходя­ щим через точку покоя РТ и носящим название нагрузочной ли­ нии. Поскольку увеличение тока / к на величину 1ктах приводит к снижению напряжения 1/э.к на величину UKma*, сопротивление на­ грузки транзистора по переменному току будет R ^ = и ктах11кта

т. е. численно	равно котангенсу а — угла наклона	нагрузочной
линии. Мощность усиленного синусоидального сигнала			в этом
случае будет	равна Р ~ —Iк max^Jк max/2, а мощность,	получаемая
транзистором	от источника питания, Р 0 = /к=£Д.к=. КПД		транзи­

стора г1т= Р~/Ро = 0,5ви, где Qu=UKmax/U3A<= — коэффициент ис­ пользования коллекторного напряжения. Очевидно, что КПД транзистора в подобных каскадах всегда будет меньше 0,5; КПД

каскада	г\	всегда несколько меньше КПД транзистора и равен
rj= [P ^	/ {Ро~\~Рпс)]т[тр> где Рпс — мощность постоянного тока, рас­
сеиваемая		на стабилизирующем резисторе R3 и активном сопро­

тивлении обмотки трансформатора, a rjTp — КПД трансформатора. Обращаясь вновь к рис. 2.26, сформулируем условия, при кото­ рых в нагрузке каскада выделяется максимальная мощность уси­

ленного сигнала:

нагрузочная линия усилительного элемента должна пересекать ось абсцисс в точке максимально допустимого выходного напря­ жения и касаться гиперболы максимально допустимой мощности рассеяния;

рабочая точка должна быть расположена на середине нагру­ зочной линии;

сопротивление нагрузки транзистора численно должно быть равно котангенсу угла наклона нагрузочной линии.

Из рис. 2.26 видно, что транзистор выходного каскада ра­ ботает в режиме большого сигнала (условие С/кта*^0,1£/K= не

46

выполняется) и, следовательно, при его расчете приходится при­ бегать к графоаналитическому методу. Для этого вначале строят

зависимость тока базы транзистора от		ЭДС источника		сигнала
(рис-	2.27), перенося каждую точку его входной		характеристи­
ки	(на рис. 2.27 отмечена t-я точка)	вправо	на	величину
Rchi	(Rc — внутреннее сопротивление	источника	сигнала выход­

ного каскада). Затем на входной и построенной характеристиках отмечают точки А' и А", соответствующие точке А нагрузочной линии (рис. 2.26), и определяют по чертежу величины йОвтах и 2ЕбтаХ. Подставив в правые части нижеприведенных равенств ве­ личины, найденные по рис. 2.26 и 2.27, определим интересующие нас параметры выходного каскада: Ko = 2UKmaxi2Uстаху /СеО =

— 2UK.max/2£б maxi R B X .T = 21/6 max/2/б max-

Выбор рабочей точки на середине нагрузочной линии соответ­ ствует использованию усилительного элемента в классе А. Если же рабочую точку сместить в точку В на нагрузочной линии, уси­ лительный элемент будет использоваться в классе Б. При этом, очевидно, ток через усилительный элемент будет протекать толь­ ко в течение половины периода усиливаемого сигнала, что при­ ведет к большим нелинейным искажениям, если не будут приня­ ты специальные меры. Чаще всего нелинейные искажения в клас­ се Б подавляются в результате применения двухтактной схемы каскада, суть работы которой заключается в том, что одно из двух плеч схемы работает в течение одного, а другое — другого полупериода сигнала. Использование усилительного элемента в классе Б выгодно, так как, во-первых, выходной каскад не потреб­ ляет энергии от источника питания во время пауз и, во-вторых, при прочих равных условиях КПД усилительного элемента, рабо­ тающего в классе Б, примерно в 1,5 раза выше, чем работающе­ го в классе А. Однако, как видно из рис. 2.27, начальный участок входной характеристики транзистора существенно нелинеен, по­ этому в двухтактных каскадах, когда усилительный элемент ра­ ботает в классе Б, нелинейные искажения обычно повышены. Кроме того, нелинейные искажения в любых двухтактных каска­ дах быстро возрастают по мере расхождения параметров усили-

о

Рис. 2.27

Рис. 2.28

тельных (и других) элементов в плечах схемы. Поэтому двухтакт­ ные каскады применяются относительно редко; чаще всего их ис­ пользуют в качестве выходных в усилителях на интегральных

микросхемах (см. § 2.16).

схема

двухтактного

транс­

На

рис.

2.28

приведена

форматорного

каскада,

а

на

рис.

2.29

показаны

совмещен­

ные

друг

с

другом

семейства

выходных

характеристик

транзисторов

его

плеч

и

осциллограммы

его

коллектор­

ных токов

и напряжений.

Делитель

напряжения

на

резис­

торах R'д и R"A обеспечивает подачу на базы транзисторов плеч

каскада небольшого

напряжения смещения, позволяющего ис­

ключить наиболее нелинейные начальные участки входных харак­ теристик. Это, конечно, несколько ухудшает эффективность ис­ пользования источника питания. Из графика рис. 2.29 видно, что напряжение на коллекторе любого транзистора продолжает на­ растать и после того, как его коллекторный ток обращается в нуль, достигая значения 2t/3.K=. Это обстоятельство важно учи­ тывать при выборе режимов работы транзисторов по постоянному току.

При конструировании многосерийных усилителей выходной ка­ скад макетируют и на макете уточняют все рассчитанные пара­ метры, а также определяют нелинейные искажения каскада, тео­ ретический расчет которых, особенно в верхней части рабочего диапазона частот, весьма затруднителен.

2.13. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ

Обратной связью в усилителях называют передачу части энер­ гии усиленного сигнала во входные цепи. Обратная связь (ОС)’ широко применяется в усилителях, так как позволяет существен­ но снизить нелинейные и амплитудно-частотные искажения, повы­ сить стабильность коэффициентов усиления, входного и выходного

48

сопротивлений. Помимо этого ОС позволяет осуществлять регу­ лирование коэффициентов усиления и согласование входного и выходного сопротивлений с сопротивлениями внешних цепей с ми­ нимальными потерями мощности усиленного сигнала и защищен­

ности сигнала		от собственных помех усилителя.
Усилитель		с ОС образует	замкнутую		систему — петлю ОС
(рис. 2.30), в которой можно выделить активную						часть	(ц-цепь),
где	происходит усиление сигнала,			и пассивную		часть	\$-цепь).
Если	p-цепь включает в себя		все	каскады	усилителя, ОС назы­

вается общей, если же в p-цепь входит лишь часть каскадов или

один, — ОС называется местной.	Пассивная часть (P-цепь) мест­
ной ОС, особенно охватывающей	один каскад усиления, может

быть очень простой (см. рис. 2.18) и не содержать тех или иных элементов, показанных на рис. 2.30.

Количественно ОС можно характеризовать коэффициентом пе­ тлевой передачи по ЭДС рР = Ов/Ё„, где Ов — так называемое воз­

вратное напряжение	(рис. 2.31), определенное в точках разрыва
петли ОС, Ёл — ЭДС	пробного источника сигнала, включенного

в точки разрыва. ЭДС источника усиливаемого сигнала									Ёс	при
определении		петлевой	передачи		по ЭДС принимается				равной
нулю.		р = ОДЁ„ является
Величина					передачей		по	ЭДС	р-цепи,
$ = 0в/0 4 — передачей			по напряжению			p-цепи; при определении
последней	к	точкам	разрыва следует			подключить		двухполюсник
с полным	сопротивлением			ZB,	равным входному			сопротивлению
отсоединенной части петли				(рис. 2.31).			называемой			возв­
Удобнее, однако, ОС характеризовать так

ратной разностью Ё=Оз"з /Ёа= (ЁП—Ов)/Ёп= 1—рр. Модуль возв­ ратной разности называют глубиной ОС, иногда ее выражают в децибелах j4o.c= 201g/\ Величина возвратной разности широко ис­ пользуется для классификации видов ОС:

Р > 1	Отрицательная ОС
^ < 1	Положительная ОС
F= 0	Критическая	ОС	(усилитель са-
F—1	мовозбуждается)
	ОС в системе отсутствует (р.р=
	=0)
F( 0) = 1	Параллельная	ОС		(например,
F (о°)т&1	рис. 2.32,а)		ОС	(например,
F(0)=#=i	Последовательная
F(oo) = l	рис. 2.32,6)
^(0)^=1	Комбинированная		ОС	(например,
F(oo)=^l	рис. 2.32,в)

Здесь (0) и (оо) означают соответственно короткое замыкание и холостой ход на тех контактах, относительно которых определя­ ется вид ОС.

На рис. 2.32 в качестве примеров показаны простейшие схемы выходных устройств, обеспечивающих относительно выходных контактов усилителя параллельную (а), последовательную (б) я комбинированную (в) ОС. Подчеркнем, что подобные виды ОС могут быть определены относительно любой пары контактов уси­ лителя, например входных контактов усилителя, выходной пары контактов p-цепи и т. д.

В рассмотренных ранее схемах (см. рис. 2.15, 2.21, 2.25) бы­ ла введена ОС того или иного вида. Если ОС использовалась для стабилизации режима работы транзистора по постоянному току, ее обычно уменьшали или устраняли на частотах усиливаемого сигнала (например, с помощью конденсатора Сэ — см. рис. 2.18,а, что необходимо, так как ОС существенно снижает усиление тех ка­ скадов, которые ею охвачены). Определим изменение коэффициен­ та передачи по ЭДС усилителя при охвате его обратной связью.

Для этого	воспользуемся			рис.	2.31. Будем	считать,		что	ЭДС
пробного	источника		сигнала		Ё„ равна рабочему		напряжению
Озр — между		контактами		33' при замкнутой петле ОС				(замкну­
тых контактах З'З")			и отключенных пробном			источнике		сигнала
Ё„ и эквивалентном двухполюснике ZB.
Если считать элементы схемы усилителя линейными,								можно
записать	Овых= аЁс + ЬЁп, где а и b — линейные						коэффициенты.
Выключая	генератор		Е„,	замечаем, что а= Овых/Ёс{Ёп = 0) = Кев.п
является коэффициентом пассивной передачи усилителя								по	ЭДС
(передачи по ЭДС в обход усилительных каскадов).
Отключив		генератор		£ с, определим Ь = и вых/Ё„(Ёс=0) = р ^ 4 2,

где \1 = 0 4 /Ёп— передача по напряжению p-цепи, а Ка2 = 0 вых/ 0 ^— передача по напряжению от выходного каскада в нагрузку уси­ лителя.

В процессе работы усилителя напряжение ОзР определяется сигналами, пришедшими от источника усиливаемого сигнала (Озс=Ё<езЁс, где Кез — коэффициент передачи от генератора ЭДС Ес к контактам 33), и сигналами, вернувшимися по петле ОС

(б,3в = ррбгзр). Таким образом, Озр=Озс + Озв= Озс + р$Озр, от­

куда Озр=Озс/(\—рР) = изс1Ё=ХезЁс/Ё. Это выражение носит на­ звание основной теоремы ОС и говорит о том, что при включении ОС напряжения, действующие в схеме, уменьшаются в F раз.

Возвращаясь к выражению для 0 ВЫх, получаем

£>вы*/£с Ксо.с = КеЗ М1R-42.IF"Ь в. п-

Поскольку для большинства усилителей справедливо неравенство

Ке о.с^" Ке в.П) ТО МОЖНО ЗЭПИСЭТЬ Re о.с^ Re б.о.с/F, Т. е. К О эф ф И Ц И -

ент передачи по ЭДС системы с обратной связью в Р раз мень­ ше коэффициента передачи по ЭДС этой системы, но с выключен­

ной ОС (Reб.о.сЖRe3R42\i = Reо.с, если Р=1). Отсюда следует, что отрицательная ОС (F > 1) уменьшает коэффициент усиления уси­ лителя, а положительная (F<1) — увеличивает.

Наиболее замечательное свойство ОС проявляется при ее боль­

шой глубине, т. е. при		выполнении	условия	F^>1. Тогда Р —
= 1—	и,	следовательно,	Re	Re3\^Ral(1—цР) «
« —RetRwft,	т. е. передача усилителя по ЭДС			практически не

зависит от усилительной способности его каскадов. Однако уси­ ление каскадов при этом не может быть выбрано произвольно,

оно должно быть достаточно велико,	чтобы выполнялось условие
F » l . Практическая ценность этого	свойства усилителя с глубо­

кой ОС заключается в том, что некоторые изменения усиления кас­ кадов не изменяют усиления усилителя в целом. Следовательно, можно предположить, что коэффициент передачи усилителя с глу­

бокой обратной связью стабилен (мало	зависит от	воздействия
на усилитель таких внешних факторов,	как замена	элементов

каскадов, изменение температуры окружающей среды и напря­ жения источников питания, старение элементов), и в усилителе весьма малы линейные и нелинейные искажения (коэффициент усиления усилителя практически не изменяется при изменении ко­ эффициентов усиления отдельных каскадов с изменением частоты и амплитуды усиливаемых сигналов). Действительно, анализ по­ казывает что повышение стабильности коэффициента усиления усилителя и снижение его амплитудно-частотных н нелинейных искажений при введении ОС происходит в F раз, т. е.

	А ^о.с/^ео.с < iMF) (Д^еб.о.с/^еб.о.с) J
	М0.С « (Мб. о. с—			; ^nr.o.c = ^nr.6.o.c + 201gF,
где	Ке — коэффициент усиления				усилителя	по ЭДС,	М — коэф­
фициент		амплитудно-частотных			искажений	усилителя,	АПг — за­
тухание		нелинейности усилителя по /г-й				гармонике.	Индексы
«о.с» и «б.о.с»			означают соответственно наличие и отсутствие в
данном усилителе ОС.				свойст­
	Другим замечательным
вом ОС является ее влияние на
сопротивления,			определенные		на
той или иной паре контактов
усилителя. Пусть имеется усилитель
с	общей	ОС	величиной	F,	по­

следовательной по входу и параллельной по выходу (рис. 2.33)'. Подключим к выходу пробный генератор тока 1„ и разомкнем цепь ОС (на рис. 2.33 это условно показано волнистой линией). При этом должно установиться некоторое выходное напряжение #п.выхо, причем отношение 0„.Выхо//п=^выхо дает нам значение пас­ сивного (при отключенной ОС) выходного полного сопротивле­ ния. Если теперь замкнуть цепь ОС, то в соответствии с основной теоремой ОС выходное напряжение должно уменьшиться в Р раз, т. е. должно установиться напряжение бгп.пых= Оп.ъыхо/Р. Очевидно, что при этом выходное сопротивление окажется равным Z„ых= = £/п.вых//п=2выхо/Л Т. е. параллельная ОС уменьшает пассивное сопротивление в Р раз.

Подключая к входным контактам усилителя (относительно ко­ торых ОС последовательна) пробный генератор ЭДС Е„, анало­ гично можно показать, что ZBX= Z ax0P, т. е. что последовательная ОС увеличивает пассивное сопротивление в Р раз. В общем слу­

чае сопротивление	на	любой паре	контактов	усилителя	Z=
= Z o F ( 0 ) / P ( o o ) , где	Zo — пассивное		(при выключенной ОС)		со­
противление на данной		паре контактов; Р(0 ) , Р(оо)		— возвратные

разности, определенные при коротком замыкании и холостом хо­ де соответственно на этой паре контактов. Это соотношение носит название формулы Блекмана. Из него видно, что при достаточно глубокой ОС (0) 1, *(<х>)»1] сопротивление на данной паре контактов усилителя определяется только пассивными элемента­

ми схемы, так	как при этом А(0) » —|д,р(0), Р{оо) «	— цр(оо) и,
следовательно,	Z » Z o P (0 )/(} (o o ) . Аналогичный результат		может
быть получен	и при относительно неглубокой ОС,	если	Р (0 )«
жр(оо). Очевидно, в этом случае Z&Zo.		входным и
Таким образом, с помощью ОС можно управлять

выходным сопротивлениями усилителя, не расходуя мощности усиливаемого сигнала, что всегда имеет место при управлении этими сопротивлениями с помощью шунтов и последовательно включенных резисторов. Кроме того, исключая влияние на вход­

ное и выходное сопротивления усилителя наиболее	нестабильных
элементов схемы — усилительных, обеспечивают	высокую	сте­
пень согласования усилителя с внешними цепями, что		очень
важно при усилении сигналов на линиях связи.

2.14. ОБЩАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ МОСТОВОГО ТИПА

Обеспечение высокой степени согласования входного и вы­ ходного сопротивлений усилителя с внешними цепями достигает­ ся при применении в усилителе глубокой общей ОС, комбинирован­ ной относительно входных и выходных контактов. Наиболее рас­ пространенным усилителем такого вида является усилитель с об­ щей обратной связью мостового типа, в котором в качестве вход­ ного и выходного устройств использованы трансформаторные

Рис. 2.34 Рис. 2.35

дифференциальные системы (рис. 2.34, 2.35). Параметры диффе­ ренциальной системы определяются величинами коэффициентов

трансформации	трансформатора		n = w p/wB, m = welwB,		a=Wpjwe
(здесь Дор, wB, We — число		витков	рабочей,	внешней и	балансной
обмоток соответственно) и		сопротивлением		балансного	резистора
Re. Выходная	дифференциальная		система	(Тр2) должна обеспе­

чить минимум затухания в направлении передачи усиленного сиг­ нала в нагрузку (между парами контактов 44 и 22) и требуемое сопротивление нагрузки на выходной каскад R„ при заданном сопротивлении нагрузки усилителя RH.

Анализ дифференциальных систем в цепи глубокой ОС пока­ зывает, что при расчетах их можно полагать сбалансированны­ ми и согласованными, т. е. считать, что энергия не передается ог внешней цепи в пассивную цепь ОС и что сопротивление на лю­ бой паре контактов трансформатора равно сопротивлению под­ ключенного к ним двухполюсника. Расчет дифференциальной си­ стемы начинается с выбора коэффициента трансформации 0 2 , на­ зываемого также коэффициентом асимметрии дифсистемы. Из­ вестно, что затухание между парами контактов 44 и 22 стремится к нулю с ростом 0 2 , однако из конструктивных соображений при­

нимают обычно 02 = 4... 10. Тогда, зная	требуемую величину R ~
и учитывая условие баланса, можно	записать R ^/R e2 — Op2lOe-).,

но поскольку напряжения, устанавливающиеся на обмотках транс­ форматора, пропорциональны числам витков этих обмоток, то

R j/R 62 = Wp2/w62 = 0 2 , откуда Re2 = R ^/o 2.

Учитывая отсутствие передачи энергии между парами контак­

тов 22 и	55 и то, что выходное сопротивление усилителя должно
быть согласовано с его нагрузкой R,„ можно записать, используя
известные соотношения пересчета сопротивлений из обмотки				в
обмотку	трансформатора, что		RH= (R„ +R62)I[ (Эдрг+ Добг)/2^	] 2,
откуда
n%= wpJwB2= V		oz/Ra (о, +	1).

Величина входного сопротивления четырехполюсника ро 8 пассивной цепи ОС равна сопротивлению дифференциальной си­ стемы на контактах 55, т. е. R р2 = ^ -,/(1+ 0г). Определим теперь коэффициенты передачи выходной дифференциальной системы по напряжению:

* 4 2 ~ ^ 2 * ^ 4 ““ Up2/^ 2 [0р2 + ^ 62) —^2 /^ 2	О Н“°г)»
где £/4 = #Р2 + £/б2 , поскольку отсутствие	передачи энергии от кон­

тактов 44 к балансному сопротивлению в сбалансированной и со­ гласованной дифференциальной системы предопределяет равенст­ во C^62=^5i

=1/(1 + а2).

Для входной дифсистемы также стремятся выбрать наиболь­ шее значение 0 \ и обеспечить величину сопротивления R3 на кон­ тактах 33, дающую минимум собственных помех усилительного элемента входного каскада р,-цепи. Расчетные соотношения для входной дифференциальной системы, полученные по аналогии с выходной, следующие:

$61 = Яз/°1, ^1 = ^Pl/^6l»		~	^l)»
пх= w ^/w B1= ]Л#з°1/# с (1 + ° 1),
* 13 =	= ^1» ЯбЗ = 1	•

Полагая, что при разомкнутой петле ОС р=£7з/#4, выражение для коэффициента передачи по ЭДС перепишем следующим обра­ зом:

^ео.с ^ K*iз*4г)/2] <К4б Ро *63 = ^1 аг/ 2Ро•

Поскольку величины пи Пч и 02 получены при расчете входной и выходной дифференциальных систем, заданное усиление усилите­ ля обеспечивается выбором коэффициента передачи четырехпо­

люсника в пассивной цепи обратной связи $о= Об/Оъ. Заметим, что если сделать четырехполюсник Ро частотно-зависимым, то это позволит получить частотную зависимость коэффициента усиления без ухудшения согласования усилителя с внешними цепями и уве­ личения потерь энергии усиливаемого сигнала. Очевидно также, что изменение параметров этого четырехполюсника позволит осу­ ществить регулирование коэффициента усиления при выполнении вышеназванных условий. Это свойство широко используется в усилителях, компенсирующих затухание проводных линий связи, которое, как известно, частотно-зависимо и изменяется во вре­ мени.

После расчета дифсистемы и четырехполюсника Ро несложно определить усиление jx-цепи, обеспечивающее глубину общей ОС Ao.c=20lgFt которая выбирается исходя из необходимой стабиль­ ности коэффициента усиления усилителя, допустимых нелинейных искажений в нем и т. д.:

F « цР, ц Л! F/$ = F//C45 Ро = ^ (1 + °2)/Ро или

(i > 2Део.с « 2 0 + °г) f /«i <J2-

В соответствии с найденным р, осуществляют выбор числа и электрический расчет предварительных каскадов усиления.

54

2.15. УСТОЙЧИВОСТЬ УСИЛИТЕЛЕЙ

СОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Вактивных замкнутых системах при определенных условиях могут возникать автоколебания. Поскольку усилитель с ОС яв­ ляется активной замкнутой системой, возникновение автоколеба­ ний возможно и в нем, что, естественно, исключит возможность его эксплуатации. Наиболее просто выявить условия возникнове­

ния автоколебаний в усилителе с ОС (условия потери усилителем устойчивости) можно с помощью критерия устойчивости Найкви­ ста, который формулируется следующим образом: усилитель, ус­ тойчивый при разомкнутой петле ОС, сохранит свою устойчивость и при ее замыкании, если годограф передачи напряжения по петле данной ОС не охватывает точки с координатами 1; 0 (критической точки).

Заметим, что в данном случае годографом называется траек­

тория конца вектора р,р при изменении частоты. На рис. 2.36 по­ казаны годографы устойчивого (сплошная кривая) и неустойчи­ вого (штрихпунктирная кривая) усилителей; степень приближе­ ния годографа устойчивого усилителя к критической точке опре­ деляет запасы устойчивости усилителя по модулю Х=

= —201g| (рР)х| и фазе (Уя). Очевидно, чем больше запасы ус­ тойчивости, тем меньше вероятность самовозбуждения усилителя при случайном изменении его параметров в процессе эксплуата­ ции.

Рассмотрим наиболее характерные особенности усилителей, отвечающих критерию устойчивости Найквиста. Пусть обратной связью охвачен одиночный каскад с ОЭ, у которого, как известно, в области средних частот фаза коэффициента передачи по напряжению равна я (с ростом входного напряжения растет входной ток и, следова­ тельно, выходной; падение напряжения на резисторе в цепи коллектора также растет, что приводит к снижению коллекторного на­ пряжения). Если в цепи ОС имеется раз­ делительный конденсатор, то в соот­ ветствии с рис. 2.22 при понижении

частоты петлевое усиление упадет до	нуля, а фаза изменится на
я + я /2 = —я/2. При повышении частоты		петлевое усиление также
снизится в конечном счете до нуля,	а	фазовый сдвиг изменится

на я—я/2=я/2. Таким образом, годограф передачи напряжения по петле ОС одиночного каскада с ОЭ всегда будет соответство­ вать устойчивому состоянию (рис. 2.37,а). Если ОС охватывает два каскада, годограф' передачи по петле имеет вид, показанный на рис. 2.37,6, что соответствует устойчивому состоянию усилите­ ля. Заметим, однако, что это справедливо, если фазовый сдвиг по

петле обратной связи в области средних частот равен я,	т. е.
один из каскадов включен с ОЭ, а другой — с ОК или ОБ	(на­

пример, рис. 2.16,6). Иначе годограф вектора р(3 окажется повер­ нутым на угол, равный я по сравнению с показанным на рис. 2.37,6, и захватит критическую точку (усилитель окажется неус­ тойчивым). Таким образом, в правильно сконструированном двух­ каскадном усилителе с общей ОС также не возникает проблемы сохранения устойчивости.

В трехкаскадном усилителе с общей ОС и общим эмиттером должен быть или один каскад, или все три. Но и при этом годо­ граф передачи напряжения по петле ОС имеет вид, показанный на рис. 2.37,в, т. е. захватывает критическую точку. Аналогичная кар­ тина имеет место и при числе каскадов, охваченных общей ОС, больше трех, т. е. многокаскадный усилитель с общей ОС прак­ тически всегда будет неустойчив, если не приняты специальные меры по обеспечению его устойчивости.

Эти меры сводятся к формированию медленно спадающих час­ тотных характеристик петлевого усиления за пределами рабочего диапазона частот. Конструктивно это может быть достигнуто сле­ дующими способами:

а) в области нижних частот:

применением в усилителе возможно меньшего числа раздели­ тельных и блокирующих конденсаторов, что достигается уменьше­ нием общего числа каскадов (увеличением усилительной способ­ ности отдельных каскадов) и применением межкаскадных цепей с непосредственной связью (см. рис. 2.16);

выбором постоянных времени всех разделительных и блокирую­ щих цепей, отвечающих условию THI C TH2 «C •Стнп, причем наи­ меньшая постоянная времени THI выбирается достаточно большой в соответствии с рекомендациями § 2.11;

б) в области	высоких частот:
применением	в усилителе возможно меньшего числа каскадов;
постоянные времени каскадов должны отвечать		условию TBI^>
^Т в2 ^> ^>Твп, причем наибольшая постоянная		времени TBI вы­

бирается достаточно малой для обеспечения заданных парамет­ ров усилителя в рабочем диапазоне частот (см. § 2.11), обеспече­ нием прохождения высокочастотных сигналов вдоль петли ОС с наименьшим затуханием и по наикратчайшему пути, что достига­ ется блокированием продольных ветвей (3-цепи конденсаторами

малой емкости (конденсаторами высокочастотных обходов)' и ис­ ключением (по возможности) поперечных ветвей, особенно тех, которые имеют емкостные сопротивления.

Усилители, в которых находят место указанные рекоменда­ ции, рассматриваются в § 2.18.

2.16. УСИЛИТЕЛИ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ. СТРУКТУРА УСИЛИТЕЛЬНЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ

В усилительной технике используются аналоговые (линейные) интегральные микросхемы (ИС), полупроводниковые или гибрид­ ные. Как и другая аппаратура систем передачи, усилители на ИС обладают высокой надежностью, малыми габаритами, хорошей повторяемостью параметров от образца к образцу. Однако ИС в усилителях систем передачи не находит повсеместного примене­ ния, во-первых, из-за недостаточно высоких частотных свойств каскадов усиления ИС по сравнению с лучшими образцами каскадов на дискретных элементах и, во-вторых, из-за относитель­ но небольшой серийности изготовления наиболее ответственных усилителей (тысячи, десятки тысяч) аппаратуры систем передачи, что существенно снижает экономическую эффективность приме­ нения в них ИС.

Усилительные микросхемы, как правило, имеют I или II сте­ пень интеграции (до 100 элементов в одном корпусе); микросхе­ мы III степени интеграции (до 1000 элементов в одном корпусе) содержат несколько функциональных узлов (усилителей, преобра­

зователей спектров и т. д.).	Наименьшей степенью	интеграции
(до пяти элементов в одном	корпусе) обладают так	называемые

транзисторные сборки, т. е. микросхемы, состоящие из нескольких транзисторов, на которых с помощью подсоединения дискретных элементов (резисторов, конденсаторов) можно выполнить много­ каскадный усилитель. Несколько более высокой степенью интег­ рации (10... 20 элементов в одном корпусе) обладают одновходовые усилители — комбинация тран­ зисторов и резисторов, образую­ щих цепи питания и стабилиза­ ции режимов по постоянному то­ ку. На рис. 2.38 приведена схема

.двухкаскадного усилителя, об­ разованного из одновходового усилителя путем подключения к нему дискретных блокирующих (С2, С3) и фильтрующего (Ci) конденсаторов (показаны штри­ ховой линией). Блокирующие и

Рис. 2.39

фильтрующие конденсаторы имеют габариты, сравнимые с габа' ритами корпусов микросхем, а иногда и превышающие их.

Поэтому дальнейшее повышение степени интеграции потребо" вало разработки схем усилительных каскадов, не содержащих конденсаторов большой емкости. Такими каскадами являются дифференциальные каскады (упрощенная схема дана на рис. 2.39,а), которые питаются от двухполярного источника постоянно" го напряжения (имеющего среднюю точку). Средняя точка источ" ника питания подсоединяется к базам транзисторов через источ" ники усиливаемых сигналов (£сь R c \ и £ С2, /?сг), которые, естест­ венно, должны пропускать постоянный ток. Каскад симметричен относительно вертикальной оси, т. е. параметры транзистора Т\ равны соответствующим параметрам транзистора Т2, сопротивле" ния резисторов RK\ и RK2 равны между собой, а ко входам долж" ны подключаться одинаковые источники усиливаемых сигналов, ЭДС которых, однако, сдвинуты относительно друг друга на л. Если имеется только один источник усиливаемого сигнала, вто" рой вход каскада по постоянному току соединяется со средней точкой источника питания. Для обеспечения достаточно высокой стабильности режимов транзисторов по постоянному току двух" полюсник R3 выполняется в виде специальной схемы, обладающей высоким дифференциальным сопротивлением (высоким сопротив" лением приращениям тока, проходящим через него). Поэтому nptf анализе схемы на переменном токе (рис. 2.39,6) R3 не учитывает" ся; внутреннее сопротивление источника питания переменному то" ку принимается равным нулю.

Определим сопротивление каскада со стороны входа 1. Тран^ зистор Т\ включен относительно входа 1 по схеме с ОЭ, поэтому (см. § 2.11) #вх1= Лпэ1 + (1+Л21э1)Л?вхз. Но транзистор Т2 со СТОрО"

ны точки 3 включен по схеме с ОБ, следовательно,	RBXз=(Апэа +
+Яс2)/(1+Л21э2). Учитывая, что Лцэ1 = Лцэ2=/гцэ,	h2l3i= h2i32^
= /г21э и Rci=Rc2 =Rc, имеем RBx\ = 2hn3+ Rc.

Коэффициент		передачи		по ЭДС	от входа		1	к выходу 1
Я е 11= C W x l / i J c l =		( / к 1— / / б | ~ )		[ Я к . / ( # в х 1+ Я с ) ] =		/ 121э^?к / 2		( / 1и э + ^ ? с ) , Т Э К
как /?к 1 =	^ ? к 2 = ^?к-		= / к 1 ~ , следовательно,			коэффициент переда­
Заметим, что		/ К2 ^
чи по ЭДС от входа 1			к выходу 2 будет Kei2 = —Кеп, так как отно­
сительно общего провода напряжение					0 2 имеет		знак, обратный
знаку Uи Напряжение между коллекторами						транзисторов, таким
образом,	вдвое	больше напряжений			Oi или	0 2 и, следовательно,

величина так называемого дифференциального коэффициента пе­ редачи каскада по ЭДС равна

Re д	^ 12/^ с ~ ^21 э R J (R C“Ь ^11 э)«
Двухполюсник R 3 в дифференциальном		каскаде	носит назва­
ние генератора стабильного тока (ГСТ) и		обычно	выполняется
по схемам, показанным на рис. 2.40. В простейшем			случае (рис.
2.40,а)	ГСТ представляет собой транзистор, включенный по схеме

с ОЭ. Его сопротивление постоянному току относительно невели­ ко и определяется режимом транзистора ГСТ по постоянному то­

ку	# э= Л = = £ /э.к/2/э=. Сопротивление ГСТ переменному току	рав­
но	выходному сопротивлению транзистора в схеме с ОЭ,	т. е.

очень большое, что и обеспечивает стабильность тока 2/ э=. Одна­ ко при изменениях температуры окружающей среды или напряже­ ния источника питания ток 2/ э= может меняться, что повлечет за собой изменение режимов по постоянному току усилительных транзисторов каскада. Поэтому чаще применяют несколько более сложную схему, показанную на рис. 2.40,6. В этой схеме, во-пер­ вых, включен стабилизирующий резистор Ri, обеспечивающий по­ следовательную ОС по постоянному току, и, во-вторых, введена термокомпенсация. Последняя достигается включением парал­ лельно эмиттерному переходу транзистора Т\ эмиттерного перехо­

да транзистора Т2 с короткозамкнутым коллекторным		переходом
и резистором R 2 в цепи эмиттера. Принцип термокомпенсации за­
ключается в том,	что при изменении температуры окружающей
среды изменяется	падение напряжения на эмиттерном	переходе

не только транзистора Т\, но и транзистора Т2, который является

элементом цепи базового смещения транзистора	Т\. Тогда даже
при небольшом сопротивлении R 3 ток Ли не будет	зависеть от

температуры, следовательно, не будет зависеть от температуры я

ток / кЬ являющийся выходным током	ГСТ. Вместо транзистора
Т2 здесь можно было бы ис-	г	„
		ЛГ7

дов представляет собой схе-

Рис. 2.40

му следующей ступени интеграции по сравнению с одно­ входовыми усилителями. На рис. 2.41 показано соединение двух дифференциальных каскадов, причем через ГСТ первого кас­ када (транзисторы Т7, Ts) оба каскада охвачены ОС по постоян­ ному току, обеспечивающей высокую степень стабилизации режи­ мов усилительных транзисторов. Выходы второго каскада имеют постоянные потенциалы выше потенциала общего провода. По­ этому для подключения нагрузок без разделительных конденсато­ ров используются эмиттерные повторители на транзисторах Г5, Т5, которые понижают постоянные потенциалы выходов второго диф­ ференциального каскада на величину своего постоянного напря­

жения эмиттер — база,	не снижая	напряжения усиленного сиг­
нала. Схемы, играющие	подобную	роль, называются схемами
сдвига.

Наиболее высокую степень интеграции из усилительных мик­ росхем имеют так называемые схемы операционных усилителей. Обычно они состоят из нескольких дифференциальных каскадов и относительно мощного бестрансформаторного двухтактного вы­ ходного каскада. Иногда между дифференциальным усилителем и выходным каскадом включено устройство, осуществляющее пе­ реход от двухфазного сигнала к однофазному. Структурная схема

операционного усилителя пока­

зана	на рис. 2.42, где ДУ —
дифференциальный				усилитель,
УП — устройство			перехода от
двухфазного		к	однофазному
сигналу, УМ — выходной кас­
кад — усилитель				мощности.
Знаки	«+ » и	«—»		отмечают
фазы	напряжений			усиливае­
мых	сигналов.		Из	рисунка

видно, что фазы сигналов на

«О

входе 1 и выходе совпали; в этом случае выход называют прямым относительно входа 1. Относительно входа 2 выход называется ин­ версным (фазы сигналов на входе 2 и выходе противоположны).

Вплечах двухтактных каскадов применяются транзисторы как

содинаковыми, так и с противоположными типами проводимос­ тей. В последнем случае транзисторы образуют так называемые комплементарные пары (все параметры транзисторов пары, кро­ ме типа проводимостей, одинаковы), которые стали изготавли­ ваться относительно недавно. Нелинейные искажения выходных

каскадов на комплементарных нарах, как правило, меньше, чем в каскадах, где используются транзисторы с одинаковым типом про­ водимости.

На рис. 2.43 приведена выходная часть схемы операционного усилителя, представляющая устройство перехода от двухфазного

сигнала	к однофазному (транзисторы Т \ . . . Т ь )			и выходного двух­
тактного	бестрансформаторного каскада		на	комплементарной
паре (транзисторы		Т е , Т 7) . Схема работает	следующим образом.
Сигнал от входа 1		поступает на базу транзистора Т а, где сумми­

руется с сигналом, поступившим от входа 2 и прошедшим через транзисторы Т 2 и Т 3■Последний, будучи включен по схеме с ОЭ, изменяет фазу сигнала на я, что необходимо, так как сигналы на входы схемы поступают в противофазе. Транзисторы Т \ и Т 2 яв­ ляются симметрирующими, обеспечивающими идентичность вход­ ных сопротивлений по обоим входам. С коллектора транзистора Гб, являющегося выходным для устройства перехода, сигнал по­ ступает на базы транзисторов выходного каскада: на транзистор 77 непосредственно, а на транзистор Т е через два открытых дио­ да, падение постоянного напряжения на каждом из которых рав­ но Uэ.бmin транзисторов (см. рис. 2.12,а). Разность потенциалов, равная 2U3.6min, между базами транзисторов выходного каскада, работающих в классе В, позволяет исключить наиболее нелиней­ ные начальные участки их входных характеристик. При отсутст­ вии усиливаемого сигнала транзисторы Те и Т 7 практически за­ крыты; если же подан входной сигнал, увеличивающий напряже­

ние на коллекторе транзистора Т 5, транзистор	Т 7 еще больше за­
пирается, а Те — открывается. Через нагрузку	при этом начина-
	+

ет протекать ток в направлении, показанном на рис. 2.43 стрел­ кой. При смене полярности входного сигнала транзистор 76 за­

пирается, а Т 7 открывается, и ток через нагрузку меняет свое на­ правление.

2.17. ВНЕШНИЕ ЦЕПИ УСИЛИТЕЛЕЙ НА ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМАХ

Помимо источников питания к интегральным микросхемам, входящим в состав усилителей, подключаются цепи обратной свя­ зи и цепи коррекции. Цепи ОС обеспечивают заданный коэффи­ циент усиления усилителя, а иногда и заданные величины вход­ ного и выходного сопротивлений. Цепи коррекции обеспечивают устойчивость усилителя при введении в него общей ОС.

Если учесть, что относительно входных и выходных контактов усилителя общая ОС может быть последовательной, параллель­ ной или комбинированной, то общее количество схем усилителей, отличающихся друг от друга своей структурой, равно девяти. По­ мимо усилителей, охваченных общей ОС, комбинированной отно­ сительно входа и выхода (см. § 2.14), в технике электросвязи на­ ходят применение еще четыре схемы (рис. 2.44). В табл. 2.1 при­ ведены основные параметры этих схем, причем полагается, что коэффициент усиления по напряжению (р) операционных усили-

Схема	Виды общей ОС		Сопротивление
рис.	по входу	по выходу	входное	выходное
2.44
а	П осл едо ­	П арал ­	В ы соко­	Н изко-
	ватель­	лельная	омное	омное
б	ная	П осл едо ­	Н изко-	В ы соко­
	П арал ­
	лельная	ватель­	омнос	омное
в		ная	То ж е	Н изк о­
	То ж е	П арал ­
		лельная		омное
г	П осл едо ­	П осл едо ­	В ы соко­	В ы соко­
	ватель­	ватель­	омное	омное
	ная	ная

Коэффициент передачи	Название
усилителя	схемы
	Усилитель
	напряж ения
RT= l i t h « Z2IZ3	Усилитель
	тока
0 г1h a s h	Трансф ор­
	матор соп ­
	ротивлений
^ = / 2/ 6 1 » 1 / 2 з	Трансф ор­
	матор про­
	водимостей

телей, на которых эти схемы базируются, достаточно высок (бо­

лее 1000), а общая ОС является глубокой

1).

Схема, показанная на рис. 2.44,а, характеризуется высоким входным и низким выходным сопротивлениями. Следовательно, при подключении такого усилителя к источнику сигнала напряже­ ние последнего будет мало меняться; мало изменится и его выход­ ное напряжение при подключении нагрузки с тем или иным сопро­ тивлением. Таким образом, данный усилитель наиболее полно ха­ рактеризуется коэффициентом передачи по напряжению, откуда и его название — усилитель напряжения. Аналогичные рассужде­ ния позволяют сделать вывод, что схема рис. 2.44,6 наиболее пол­ но характеризуется коэффициентом передачи по току, так как низ­ кое входное сопротивление мало влияет на величину тока источ­ ника усиливаемого сигнала, а высокое выходное делает выходной ток усилителя мало зависящим от сопротивления его нагрузки. Такой усилитель называется усилителем тока. Схема рис. 2.44,в наиболее полно характеризуется сопротивлением передачи и но­

сит название	трансформатора	сопротивлений,	а	схема	рис.
2.44,2 — проводимостью передачи		и называется	трансформатором
проводимостей.

Корректирующие цепи, обеспечивающие устойчивость при вве­ дении в усилитель общей ОС, являются цепями высокочастотной коррекции, влияющими на величину ОС в диапазоне частот выше рабочих. Это объясняется тем, что коэффициент передачи усили­ телей на интегральных микросхемах как в рабочем диапазоне ча­ стот, так и с понижением частоты вплоть до нулевой практически неизменен, следовательно, неизменна и фаза вектора передачи по петле общей ОС, что гарантирует отсутствие захвата критичес­ кой точки низкочастотной частью годографа этого вектора.

Высокочастотная коррекция частотных характеристик переда­ чи по петле ОС сводится к уменьшению крутизны частотной ха­

рактеристики	петлевого усиления посредством	параллельного
подключения	конденсатора к нагрузке одного из	каскадов (обыч­

но для этого в микросхеме предусматриваются специальные вы­ воды). Подключаемый конденсатор должен иметь емкость тем больше, чем больше глубина общей ОС, вводимой в усилитель (значения емкостей для ОС той или иной глубины обычно указы­ ваются в технических данных микросхемы). На рис. 2.45 показа-

ны частотные характеристики передачи по петле ОС (а) и годо­ графы (б), им соответствующие. Сплошной линией даны некорректированные характеристики, штриховой — при включении кор­ ректирующего конденсатора Си а штрихпунктирной — конденса­ тора С2, емкость которого больше, чем Сь Из рисунка видно, что увеличение емкости корректирующего конденсатора увеличивает запасы устойчивости усилителя, но сужает полосу частот, в кото­ рой может быть достигнута глубина общей ОС данной величи­ ны. Справедливо и обратное заключение: при увеличении глуби­ ны вводимой общей ОС требуется увеличение емкости корректи­ рующего конденсатора, следовательно, рабочий диапазон частот усилителя сокращается.

2.18. УСИЛИТЕЛИ АППАРАТУРЫ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ

Назначение усилителей в аппаратуре систем передачи. Усили­ тели электрических сигналов составляют основную часть функцио­ нальных узлов аппаратуры любой современной системы передачи информации. Все эти усилители можно условно разделить на ос­ новные, предназначенные для усиления сигналов передаваемой информации, и вспомогательные, усиливающие сигналы, необходи­ мые для функционирования аппаратуры системы передачи. Основ­ ные, в свою очередь, можно подразделить на. групповые (усили­ вающие групповые сигналы) и индивидуальные (усиливающие сигналы, поступающие от отдельных источников информации)'. Наиболее сложными являются групповые усилители систем пере­ дачи с частотным разделением каналов. К ним предъявляются весьма жесткие требования по допустимым нелинейным искаже­ ниям, стабильности коэффициента усиления, согласованию вход­ ного и выходного сопротивлений с сопротивлениями внешних це­ пей, собственным помехам, надежности и КПД. Как правило, эти усилители охватываются глубокой общей ОС, комбинированной относительно входа и выхода. Несколько проще реализуются групповые усилители систем передачи с временным разделением каналов. В отличие от групповых усилителей систем передачи с частотным разделением каналов в них допускаются большие не­ линейные искажения и меньшая стабильность коэффициента уси­ ления. Необходимости охватывать эти усилители глубокой общей ОС обычно не возникает.

Индивидуальные усилители аппаратуры систем передачи обыч­ но включаются на выходах приемных частей каналов ТЧ для обеспечения необходимой мощности принимаемых сигналов и кор­ рекции частотной характеристики остаточного затухания (усиле­ ния) канала. Иногда индивидуальные усилители используют для компенсации затухания линии связи при организации низкочас­ тотных каналов.

Вспомогательные усилители главным образом используются в генераторном оборудовании и оборудовании автоматического ‘ре-

64

гулирования уровней. В первом случае усилители должны обес­ печивать заданную мощность вырабатываемых генераторным оборудованием контрольных сигналов и сигналов, используемых для преобразования спектров. Во втором случае усилители долж­ ны обеспечивать заданное усиление в замкнутых петлях систем регулирования. Сигналы, усиливаемые вспомогательными усилите­ лями, как правило, одночастотные.

Групповой усилитель. На рис. 2.46 с незначительными упрощениями приве­

дена схема группового усилителя 60-канальной системы передачи по симмет­ ричному кабелю, работающего в диапазоне частот 12... 252 кГц и размещаемо­ го на необслуживаемом усилительном пункте. Усилитель содержит четыре кас­ када, три из которых выполнены по схеме с ОЭ, а один (на транзисторе r3) — с ОК. Смещение на базу транзистора Т\ подается от делителя напряже­

ния Ru Яз, блокированного конденсаторами	Си С3, через балансный резистор
R2 и обмотки трансформатора Тр\ входной	дифференциальной системы. Резис­

тор /?4, блокированный конденсатором С5, стабилизирует постоянный ток кол­ лектора транзистора Т\. Напряжение сигнала, усиленного первым каскадом,, снимается с резистора R$ и через разделительный конденсатор Cj передается на второй каскад. Все последующие каскады имеют между собой непосредст­ венную связь, их постоянные коллекторные токи стабилизируются как местны­ ми ОС (резисторы Яб, R9, Ru), так и общей ОС по постоянному току, напря­

жение которой снимается с эмиттера транзистора ТА и через резисторы /?в, R\o передается на базу транзистора Т2. Конденсаторы С9 и Cj3 блокируют по пе­

ременному току местные ОС во втором и четвертом каскадах, конденсатор Сц блокирует по переменному току ОС, общую для последних трех каскадов.

Постоянное напряжение подается на коллектор транзистора выходного каскада через обмотки трансформатора Тр2 выходной дифференциальной сис­ темы и дроссель Др, шунтирующий по постоянному току балансный резистор» R\2 для уменьшения потребления мощности от источника питания.

Усилитель охвачен общей глубокой ОС мостового типа, в P-цепи которой включены амплитудные корректоры АК\ ... АКг и переменный удлинитель Удл.

Глубина общей ОС в рабочем диапазоне частот составляет 58 дБ на низких и 39 дБ на высоких частотах. Корректоры АК2 и АКз обеспечивают частотную

характеристику коэффициента усиления усилителя, нарастающую с частотой от 48 дБ на низких частотах до 61 дБ на высоких частотах рабочего диапазона и необходимую для коррекции постоянных амплитудно-частотных искажений кабеля. Корректор АК\ управляется терморезистором, помещенным в грунт на глубине закладки кабеля, и позволяет компенсировать изменения затухания кабеля при сезонных изменениях температуры грунта (на ± 5 дБ на верхней частоте рабочего диапазона). Путем перепаек в переменном удлинителе Удл можно осуществлять частотно-независимое регулирование коэффициента уси­ ления усилителя ступенями по 0,5 дБ. Конденсаторы С4 и Ci6 в цепи общей ОС являются разделительными, с их помощью исключается шунтирование по постоянному току базы транзистора Тх и коллектора транзистора Т4 элемента­ ми амплитудных корректоров и переменного удлинителя.

Для наглядности часть элементов схемы усилителя объединена в двухпо­ люсники Z, схемы которых показаны на рис. 2.47. Двухполюсники Zu Z2, а также конденсатор С\ь компенсируют реактиные составляющие входного и вы­ ходного сопротивлений для улучшения согласования усилителя с внешними цепя­ ми. Остальные двухполюсники (Z3... Z7), а также конденсаторы С2, Сб, С8, Ci2, Си, называемые конденсаторами высокочастотных обходов, формируют частотные характеристики коэффициента передачи по петле общей ОС выше рабочего диапазона частот для обеспечения необходимых запасов устойчивости.

Требование	весьма малых	нелинейных	искажений в усилителе (Л2Г^ 7 0 дБ,
Азг> 74 дБ при	мощности в	нагрузке 54	мВт) вызвало необходимость охвата
двух последних	каскадов дополнительными местными ОС по переменному то­
ку. Напряжение	этих ОС, выделяемое на		двухполюснике Z5, оказывается при­

ложенным последовательно с напряжениями источников усиливаемых сигналов для каскадов как на транзисторе Т3, так и на транзисторе Т4. Общая глубина

этих дополнительных ОС в выходном каскаде достигает 20 дБ.
Индивидуальный усилитель	тональных частот. На	рис. 2.48	показана схе­
ма индивидуального приемного	усилителя аппаратуры	СИП-300,	работающего

в диапазоне тональных частот. Помимо усиления на 41,3±4,3 дБ по напряже­ нию данный усилитель предназначен для подавления паразитных высокочастот­ ных продуктов преобразования, поступающих на его вход вместе с полезными сигналами.

Три каскада усиления выполнены на транзисторах Т\ Т3у включенных с ОЭ, ОК и ОЭ соответственно. Каскады имеют непосредственную связь друг с другом, стабилизация режимов работы транзисторов по постоянному току обес­ печивается общей ОС по постоянному току, напряжение которой снимается с резистора Rn и через резисторы R ut

АRa и вторичную обмотку трансформа­тора Tpi подается на базу транзисто­

тра Т1 . Помимо общей ОС по постоян­

Z$,Z7	ному току в каждом каскаде имеется
	местная ОС по постоянному току, ве­
	личина которой определена суммар­
	ным сопротивлением резисторов, вклю­
	ченных последовательно в цепь эМиг-
	тера соответствующего транзистора.

Конденсатор С\ предотвращает возникновение местной ОС по переменному току в первом каскаде за счет резистора Ri\ конденсатор С5 блокирует мест­ ную ОС по переменному току во втором каскаде, а конденсатор Се — в треть­ ем. Кроме того, конденсатор Cs исключает возникновение общей ОС по пере­ менному току через резистор * 14. Конденсаторы Сд, Сю блокируют источник питания, устраняя взаимное влияние усилителей, расположенных на одной стой­ ке. Конденсаторы С3, С7 ограничивают верхнюю частоту рабочего диапазона усилителя, конденсатор Сц предназначен для компенсации влияния индуктив­

ности рассеяния выходного			трансформатора Гр2 на	выходное сопротивление
усилителя.	Резистор R\	служит для регулирования		коэффициента	усиления
усилителя.
Усилитель охвачен		общей	ОС и по переменному	току, которая	параллель­

на по выходу и последовательна по входу. Напряжение этой ОС, снимаемое с

коллектора транзистора Га, передается на эмиттер транзистора Т\	через резис­
тор Я* (конденсатор высокочастотного обхода С6 предназначен	для увеличе­

ния запасов устойчивости. См. § 2.15). Поскольку параллельная ОС сущест­ венно снижает выходное сопротивление последнего каскада, заданное выходное сопротивление усилителя (600 Ом) обеспечивается резистором * i8, на котором неизбежно рассеивается до 1/2 мощности усиленного сигнала. В цепь общей ОС могут вводиться последовательные резонансные контуры, настроенные на

частоты		3,4	кГц	(Lj,	С2) и 0,3 кГц (L2, С4).	Подключение этих контуров к
контактам			1 или	2	приводит к меньшему или большему шунтированию цепи
ОС	на резонансных				частотах и увеличению коэффициента усиления усилителя
на	этих	частотах		на	0,5 (контакт 1) или 0,9	дБ (контакт 2). Это	изменение
усиления		используется для корректирования				амплитудно-частотных	искажений

в канале тональной частоты, к которому принадлежит данный усилитель.

Групповой усилитель на интегральной микросхеме. В аналоговых групповых

усилителях систем передачи с временным разделением каналов не требуется применение глубокой общей ОС ввиду менее жестких требований по нелиней­ ным искажениям и стабильности коэффициента усиления. В свою очередь, от­ сутствие в усилителе глубокой общей ОС позволяет отказаться от применения настроенных корректирующих цепей (см., например, рис. 2.47), плохо поддаю­ щихся микроминиатюризации. Если при этом оказывается возможным исклю-

3*

67

+чнть из схемы входной и выходной транс­ форматоры, защищающие усилитель от опасных напряжений на линии связи, на­ пример, в случае использования волоконнооптических кабелей, то создаются все усло­ вия для реализации усилителя на интеграль­ ных микросхемах.

На рис. 2.49 приведена схема группово­ го усилителя системы передачи с временным разделением каналов для волоконно-оптиче­ ских кабелей, конструктивно представляю­ щего собой интегральную гибридную микро­ схему. Первый каскад выполнен на полевом транзисторе Ti, включенном с общим исто­ ком. Выбор типа транзистора и способа его включения определялся требованием вы-

сокоомности входного сопротивления усилителя. Последующие каскады выпол­ нены на биполярных транзисторах (Т2 ...Т5), включенных соответственно с ОЭ, ОБ, ОК и ОБ. Каскады эти имеют непосредственную связь друг с другом. Стабилизация режимов работы транзисторов по постоянному току обеспечи­ вается:

в первом каскаде — местной ОС, введенной посредством резистора Ri в

цепь истока;
во втором и третьем каскадах — термокомпенсированной	стабилизацией
напряжения на базе транзистора Гз, осуществляемой диодами	Д и Д 2\

во всех каскадах — общей ОС по постоянному току, вводимой с помощью термокомпенсированного ГСТ, выполненного на транзисторах Гб, Т7.

Общая ОС по постоянному току действует и на частотах рабочего диапа­ зона, но ее глубина здесь незначительна, так как цепь ОС по переменному то­ ку шунтирована малым сопротивлением нагрузки усилителя.

Конденсаторы Сх... С3 являются блокирующими, а конденсатор С4 исполь­ зуется для компенсации индуктивной составляющей входного сопротивления транзистора 7V Усилитель питается от двуполярного источника постоянного напряжения, средняя точка которого соединена с общим проводом микросхемы. Источник усиливаемого сигнала имеет большое внутреннее сопротивление и пропускает постоянную составляющую.

	КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1.	Каково назначение усилителей в многоканальных системах передачи?
2.	Что называется входным (выходным) сопротивлением усилителя?

3.Что называется коэффициентом передачи усилителя, коэффициентом уси­ ления усилителя?

4.Как связаны между собой коэффициенты усиления и крутизна?

5.Что называется линейными искажениями усилителя?

6.Что называется амплитудно- и фазо-частотной характеристиками усили­

теля?

7.В чем отличие рабочей полосы частот от полосы пропускания усили­

теля?