книги / Радиоприемные устройства.-1

	п		2	4	6	8	10
* п 0 ,0 1	(*0 =	^	1 0	4	3	2,7	2,5
? *	II		2,42	11,4	70,6	540	4500

V * 0 = 0 )

Таблица 4.2

п		2	4
* п 0 ,0 1 ^ 0 =	2 ,4 ^	7,9	2,9

V $ 0 = 2-41>

6	8	Ю
2 ,2	2 J0	1,85

1,41	2 .8	8 ,6	11,4	23,3
V * o = *>
Зависимости К пу = /(и) и K Q = /(и)	аналогичны зависимостям в случае

настроенных контуров, однако л t может соответствовать большому и, сле­ довательно, нереализуемому на практике числу каскадов.

Дальнейшее развитие рассмотренных принципов позволяет построить уси­ лители с другими способами расстройки, например на основе ’’троек” каска­ дов и т. д.

4.6.3. Усилитель с двухконтурными фильтрами

Известно, что АЧХ двухконтурного фильтра повторяет АЧХ двух ’’развя­ занных” контуров, расстроенных относительно друг друга. Расчетные форму­ лы для АЧХ требуют замены £0 на параметр связи А = , где —коэф­ фициент связи между контурами; Q - добротность одного контура. Отсюда следует, что при А < 1 АЧХ двухконтурного фильтра одногорбая, при А > 1

появляется провал на центральной частоте /	(см. рис. 4.24, где £0 следует
заменить на А ).
По причинам, аналогичным изложенным в	п.4.6.2, наиболее широкое при­

менение нашли усилители с фильтрами, использующими критическую связь 4 = 1. Тогда = 1/(2 . Отсюда вытекает, что критическая связь мала (Ксь - единицы %) и, следовательно, реализуется относительно просто.

Возможны различные виды связей двух контуров, но наибольшее приме­ нение в УПЧ получили индуктивная трансформаторная (рис.4.25,а) и внешне­ емкостная связи (рис. 4.25, б) . Из соображений унификации деталей фильтра контуры в нем берутся одинаковыми. По электрическим характеристикам обе связи равноценны, однако возникновение одновременно нескольких связей

Рис. 4 25

в одном фильтре нежелательно (это приводит к изменению АЧХ и усложняет регулировку фильтра). Переход от одиночного контура к двухконтурному фильтру при сохранении заданной полосы требует увеличения добротности контуров, так как из-за вносимых из контура в контур активных сопротивле­ ний (см. (3.10)) их эквивалентная добротность падает. В каждый из контуров двухконтурного фильтра добавляется паразитная междуэлектродная емкость лишь одного УП. Это позволяет при стабильности АЧХ такой же, как у усили­ телей с одиночными контурами, использовать меньшую контурную емкость и частично компенсировать уменьшение коэффициента усиления, вызванное ослаблением связи между контурами. Область применения рассматриваемого вида усилителей —относительно простые и дешевые тракты, для которых ста­ вится цель экономии числа УП.

Иногда используются гибридные тракты УПЧ с различным числом конту­ ров в разных каскадах (например, с двухконтурными фильтрами, имеющими глубокие провалы АЧХ вблизи / , и одиночными контурами, служащими для компенсации этих провалов). В итоге удается увеличить добротность всех ко­ лебательных контуров при заданной полосе П и, таким образом, улучшить характеристики тракта.

4.6.4.Полосовые усилители с высокоэффективными избирательными четырехполюсниками

Сосредоточение избирательности в одном сечении УПЧ (см. рис.4.21, б) имеет следующие достоинства: 1) размещение избирательной цепи с высоким подавлением помех на входе УПЧ существенно повышает его помехозащищен­ ность; 2) в трактах с сосредоточенной избирательностью можно использовать технологичные простые усилители с полосой пропускания, превышающей по­ лосу ФСИ, в том числе широкополосные. Это, во-первых, повышает устойчи­ вость тракта к самовозбуждению, во-вторых, упрощает его регулировку, так как настройке практически подлежит ФСИ, который может настраиваться от­ дельно, а в УПЧ лишь подстраиваться; в-третьих, уменьшает влияние дестаби­ лизирующих факторов, так как нестабильность АЧХ широкополосного усили-

теля практически не сказывается на нестабильности АЧХ сквозного тракта, определяемой ФСИ. Для повышения стабильности АЧХ последнего допустимо ослабить его связь со смежными УП.

Широкополосный усилитель, следующий за ФСИ, строится иногда как ре­ зистивный. Тогда коэффициент усиления отдельного его каскада определяется

в соответствии с (2.36) :К г = b	21
	I. Если каскады одинаковые, счита­

У22 + УК

ем, что Ун равна Yx г следующего УП (влиянием других элементов схемы для усилителя на биполярных транзисторах практически можно пренебречь) . Тог­ да если У22 « Уп , то « | Y2J Y IX I-Таким образом, усиление широкопо­ лосных каскадов зависит от параметров \Y2l |и |УП 1ив широком диапазоне частот, где |У21 I > 1У-.1, может оказаться достаточным для требуемого уси­ ления сигнала после ФСИ.

В УПЧ РПУ в качестве высокоизбирательных четырехполюсников исполь­ зуются следующие ввды фильтров: а) сосредоточенной избирательности (се­ лективности) на LC-элементах; б) на основе пьезоэлектриков, обладающих свойством пьезоэффекта (кварцевые и пьезокерамические); в) электромеха­ нические; г) на поверхностных акустических волнах и др.

Фильтры сосредоточенной избирательности (селективности) на LC-эле- ментах строятся на основе согласованного соединения звеньев полосовых фильтров и имеют относительно малые потери в полосе пропускания (прозрач­ ности) и большое затухание вне ее. В основе принципов построения и методов расчета ФСИ лежит раздел теории линейных цепей — теория электрических фильтров.

Схема ФСИ и его включения дана на рис. 4.26..Характеристики ФСИ зави­ сят от его согласованности с внешними цепями — источником сигнала и на­ грузкой. С этой целью фильтр с обеих сторон должен быть нагружен на актив­ ные сопротивления Яэкв , равные волновому сопротивлению фильтра R 0 ,что может быть достигнуто подбором связей с УП. Если источник сигнала являет­ ся высокоомным, используется дополнительное шунтирующее сопротивление

о	iOf о
L	С г
	if
	Рис.4.27

R Для несогласованных фильтров возрастают потери коэффициента переда­ чи и неравномерность АЧХв полосе пропускания, а также ухудшается харак­ теристика избирательности за ее пределами.

В отличие от простейших фильтрующих систем (колебательных конту­ ров) полоса пропускания ФСИ слабо зависит от потерь в ЛС-компонентах. Она определяется в основном величинами емкостей и индуктивностей эле­ ментов ФСИ. С целью увеличения затухания фильтра за пределами его полосы пропускания потери в элементах делают предельно малыми.

Высоко избирательные ФСИ требуют высокой точности подбора элемен­ тов, высокой их стабильности, а также исключения паразитных связей между звеньями. Поэтому в случае, например, емкостной связи (см. рис. 4.26) ка­ тушки индуктивности следует размещать в электрических экранах, устраняю­ щих паразитные магнитные связи.

При ужесточении требований к прямоугольности АЧХ (например, в высо­ кокачественных радиовещательных РПУ, где требуется высокая избиратель­ ность по соседнему каналу при относительно широкой полосе пропускания 12-14 кГц) приходится увеличивать число звеньев в ФСИ на LC-элементах. При этом уменьшается коэффициент передачи ФСИ на центральной частоте, что ограничивает область применения ФСИ этого вида. Известные ФСИ на LC- элементах содержат обычно не более 5 звеньев в радиовещательных РПУ и не более 10 - в профессиональных.

В фильтрах на основе пьезоэлектриков используются кристаллы и матери­ алы, обладающие свойством пьезоэффекта. Пьезоэффект характерен для монокристаллов кварца, применяемого в так называемых кварцевых фильт­ рах (КФ), а также для поликристаллкческих веществ на основе пьезокерами­ к и —титаната бария и цр. Такие фильтры называются пьезокерамическими фильтрами (ПКФ).

Основой КФ является кварцевый резонатор, т.е. пластина кристалла квар­ ца, помещенная в специальный кварцедержатель. Под действием приложенно­ го напряжения в пластине возникают механические колебания, амплитуда ко­ торых зависит от частоты управляющего электрического колебания. Таким образом, получаем избирательную АЧХ фильтра, который может иметь весьма узкую полосу пропускания (десятки-сотни герц). Избирательные свойства кварцевого резонатора отражаются его эквивалентной схемой (рис. 4.27), где Сд — емкость кварцедержателя. Особенностью эквивалентного резонатору

контура является его высокая добротность, что обеспечивает узкую полосу пропускания. Двухполюсник (см. рис. 4.27) имеет частотно-зависимое вход­ ное сопротивление, причем можно выделить две характерные частоты: после­ довательного резонанса f Ql = 1/2тг v LC и параллельного резонанса f02 =

= foi V 1 + С/Сд . На частоте / 01 сопротивление резонатора мало, на частоте f 02 велико. Между частотами / 01 и f Q2 сопротивление резонатора имеет ин­

дуктивный характер, вне этого участка —емкостный. Величина относительно­ го разноса резонансных частот (fQ2 - / 01) / / 01 * С/2Сд ♦

Эквивалентная схема кварцевого резонатора является приближенной. Бо­

лее точная схема учитывает возможность резонансных явлений на гармониках основных частот f Ql и f Q2 .С учетом гармоник рабочий диапазон КФ может со­ ставлять от сотен герц до 300—400 МГц.

В отличие от КФ фильтры из пьезокерамики имеют более низкую стабиль­ ность. Однако они дешевы и поэтому находят широкое применение в массо­ вой радиовещательной аппаратуре.

Резонаторы на основе кварца или пьезокерамики используются в качестве элементов мостовых фильтров (рис.4.28,а) или в более сложных фильтровых структурах (рис. 4.28, б) . На рис. 4.29, а показана АЧХ дифференциального мостового фильтра, собранного по схеме, приведенной на рис. 4.28, а . На час­ тотах / > / 02 кварцевый резонатор эквивалентен некоторой емкости С^къ , величина которой изменяется от Сэкв = 0 на частоте / до Сд на частотах /"►°° . Регулируя емкость подстроечного конденсатора (триммера) Ст , мож­ но в широких пределах (от / ^ / 02 до / 2 » / 02) регулировать частоту / 2 , на которой мост сбалансирован, а коэффициент передачи КФ стремится к ну­

лю. При этом чем больше частота / 2 , тем меньше величина		остаточного ’’про­
лаза” сигнала при больших расстройках (штриховая кривая		на рис.4.29, а ) .
В пределе при f 2 ~+	00 триммер компенсирует влияние емкости кварцедержа-
теля Сд	приведена характеристика зависимости реактивных сопро­
На рис. 4.29, б

тивлений элементов в последовательной и параллельной ветвях одного звена фильтра, содержащего шесть щ>езоэлементов, на рис. 4.29, в —частотная ха­ рактеристика его затухания S1J) .

Электромеханические фильтры используют преобразования электриче­ ских колебаний в механические и наоборот. Такие фильтры содержат входной магнитострикционный преобразователь МП1 (рис. 4.30) электрических коле­ баний в механические, собственно механический фильтр (МФ), имеющий час­ тотную зависимость передачи механических колебаний, и выходной магнито­ стрикционный преобразователь МП2, осуществляющий обратное преобразова­ ние колебаний. В МП1 под действием магнитного поля катушки Ы 9включен­ ной во входной контур ЭМФ(/,1, С1), происходит изменение положения сер­ дечника, выполненного из магнитного материала (никеля, пермаллоя и др .). Собственно МФ состоит из стержней, пластин, дисков, между которыми суще­ ствуют упругие связи. В результате в сложной механической системе возни­ кают резонансные явления, определяемые конструкцией и параметрами МФ. Подбором этих конструктивных параметров и материалов добиваются соот­ ветствующей АЧХ В МП2 происходит обратное преобразование колебаний, так как изменение положения детали МФ из магнитострикционного материа­ ла в катушкеL2 выходного контура (£2, С2) наводит в ней ЭДС.

Для ЭМФ характерна возможность получения весьма узких полос (едини­ цы герц), близость АЧХ к прямоугольной форме, однако они относительно до­ роги, чувствительны к механическим воздействиям, не пригодны для интегра­ ции и применяются в основном в профессиональной аппаратуре.

Фильтр на поверхностных акустических волнах (ПАВ) представляет собой конструкцию, содержащую пьезоэлектрическую подложку (на основе ниобата лития, танталата лития и др.), на которой с помощью фотолитографической технологии размещается штыревая электродная структура (рис. 4.31)# содер-

Рис. 4.31

а40

до

3 0

20

f

4О	i	j
О
4 4 ,5 4 5 ,0 4 5 ,5		4 6 ,0 4 6 ,5 М Гц 4 2 ,0

б

V T 1

Рис. 4.33

жащая входной и выходной преобразователи. При подаче на входной преобра­ зователь входного сигнала U из-за пьезоэффекта в подложке благодаря упругим деформациям возникают поверхностные акустические волны. Эти волны распространяются по поверхности подложки фильтра и достигают вы­ ходного преобразователя. В зависимости от свойств среды распространения, определяемой конфигурацией штыревой электродной структуры, могут быть получены различные формы АЧХ фильтров на ПАВ.

На рис. 4.32, а приведена частотная характеристика фильтра на ПАВ для связного РПУ, на рис. 4.32, б —схема его согласования с УП, для чего служит отвод от катушки L \ и катушка L2. С помощью последней осуществляется компенсация выходной емкости фильтра.

Фильтры на ПАВ относятся к классу неминимально-фазовых цепей, поэто­ му они позволяют получить произвольную форму АЧХ при достаточно линей­ ной ФЧХ. В последнее время фильтры на ПАВ используют для решения различ­ ных многофункциональных задач, например для согласования с различными сигналами с целью достижения максимума отношения С/Ш в устройствах оп­ тимальной фильтрации идр. В этом случае возможности систем с ПАВ расширя­ ются. Благодаря специальной конструкции в них осуществляются временная задержка, масштабирование сигналов, их суммирование и т.д. Достоинством фильтров на ПАВ является также возможность использования интегральной технологии изготовления. К недостаткам относятся невозможность получения узких полос, равных полосам КФ, трудность перестройки, ограничение величи­ ны избирательности одного звена, относительно большие потери в полосе про­ зрачности, что затрудняет их применение во входных цепях РПУ.

Рассмотрим особенности расчета усилительных каскадов с избирательны­ ми четырехполюсниками. Для согласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой необходимо включение согласующих цепей. Тогда эквивалентная схема каскада с фильтрующим четырехполюсником (ФЧ), аналогична приве­

денной на рис. 4.33, где ЦС1 и ЦС2 -	согласующие цепи; Ф - собственно
фильтр с известными параметрами;	У-параметры УП, который замещен

эквивалентной схемой (рис. 4.9) (для упрощения анализа влиянием ВОС в УП пренебрегаем); Ун —проводимость нагрузки.

Частотные свойства каскада оценим с помощью коэффициента передачи по напряжению

	и	и	и
к = JL = ~			_2 =*•к		(4.59)
	Ux	" г	U,	1 2
где					(4.60)
* i -	W	;
К г “	Ч ,/^2				(4 6 1 >

Здесь /Г1 —коэффициент передачи от входа УП до входа ФЧ; К 2 —коэффици­ ент передачи от входа ФЧ до нагрузки.

Для согласования на входе ФЧ необходимо обеспечить выполнение равен­ ства G22 = G , где GBX - активная составляющая входной проводимости

фильтра с учетом ЦС1;			реактивная проводимость в сечении 22 должна быть
равна нулю. Тогда		U2 =	|У211^ J ^ G 22 , и из (4.60) получаем
* 1 0 -	2 G22		(4.62)
Величина К 2 может быть найдена в соответствии с (2.36) :
к 2= |		21ф

где Yikф - У-параметры фильтра с учетом ЦС1 и ЦС2.

Осуществим режим согласования на выходе каскада, т.е. обеспечим равен­ ство GH = ^ 2ф , где GH —активная составляющая проводимости нагрузки; (?22ф — активная составляющая У22ф » полная реактивная проводимость на выходе каскада, т. е. в сечении 33 , должна быть равна нулю. Тогда из (4.61), (4.62) следует

к г. - 1 П ,ф ' ' 2С» •	(4.63)
Таким образом, в соответствии с (4.59), (4.62), (4.63) находим коэффи­
циент усиления каскада с фильтром:
К = ------------- 4 -

Как видно из последнего выражения, в относительно узкой полосе частот, где |У211, G22 , GH не зависят от частоты, требуемые частотные свойства кас­ када определяются частотной характеристикой 1^21ф I.

Необходимо обратить внимание на то, что точное согласование реальных четырехполюсников с источником сигнала и нагрузкой встречает известные трудности. Это обусловлено сложной частотной зависимостью входного и вы­ ходного иммитансов фильтров, используемых на практике. Поэтому согласо-

ванне некоторых фильтров в широком диапазоне частот не всегда возможно. Особенно большие трудности возникают в случае кварцевых фильтров, вход­ ное сопротивление которых резко изменяется. На рис. 4.34 приведена схема согласующей цепи КФ с предыдущим и последующим каскадами. Звено L1, С1 трансформирует волновое сопротивление фильтра в полосе прозрачно­ сти до оптимального значения, необходимого для работы преобразователя час­ тоты, цепочка L , С , R1 служит для согласования в полосе задержания. Звено L2 , С2 , R2 компенсирует паразитную емкость на выходе фильтра.

4.7. Избирательные активные фильтры в усилителях радиосигналов

Известные трудности создания интегрального индуктивного компонента с требуемыми параметрами (частотными свойствами, реализуемой величиной, добротностью, возможностью управления и т.д.) привели к развитию ряда на­ правлений получения избирательности на основе нетрадиционных методов фильтрации, удобных для интегральной технологии изготовления радиоэлект­ ронной аппаратуры. Одно из таких направлений связано с активными RC- фильтрами (сокращенно АЯС-фильтры), в которых применяются активные компоненты и безыицдуктивные RC-цепи.Как известно, последние хорошо реа­ лизуются как по гибридной, так и по полупроводниковой технологии. В ре­ зультате возникла возможность создания интегральных избирательных усили­ телей.

Один из распространенных способов реализации ARC-устройств основан на применении операционных усилителей с частотно-зависимой обратной связью (отрицательной или положительной).

Операционный усилитель представляет собой интегральное усилительное устройство с большим коэффициентом усиления К 0 в широком частотном диапазоне, начиная с нулевой частоты, и большим входным и малым выход­ ным сопротивлениями. Как правило, ОУ снабжен двумя входами; инвертиру­ ющим (—) и неинвертирующим (+) (условные обозначения показаны на рис. 4.35). Если U j и U9x2 —входные напряжения на соответствующих вхо­ дах, то полное выходное напряжение находится как £/вых = /f0(i/BX х - ^ вх2) *

	В общем случае операционный усилитель вместе с пассивной цепью обрат­
ной	связи можно представить в виде структуры, приведенной на рис. 4.36
(а -	для отрицательной обратной связи, б —для положительной). Обозначив