книги / Радиоприемные устройства.-1

Известны и другие варианты балансных схем, например с синфазностыо для сигнала и противофазностью для гетеродина. В этом случае подавляется колебание помехи прямого канала. Возможен двойной баланс —по сигнально­ му и гетеродинному входам.

Шумы в тракте промежуточной частоты, обусловленные работой ПЧ, опре­ деляются шумами нелинейно-параметрических элементов ПЧ, гетеродина, на­ грузки, эффектом обратного преобразования частоты, а также наличием по­ бочных каналов преобразования частоты, по которым в ПЧ поступают шумы преселектора РПУ,

Шумы нелинейно-параметрических элементов анализируются на основе эквивалентной шумовой схемы транзистора. В первом приближении она по­ вторяет эквивалентную шумовую схему транзистора в усилительном режиме, однако требует коррекции параметров источников шума, которые рассчитыва­ ются с учетом периодического изменения соответствующих проводимостей и сопротивлений с частотой гетеродина. Для ориентировочных расчетов можно считать, что коэффициент шума ПЧ в несколько раз больше коэффициента шу­ ма усилителя на том же транзисторе.

Шумы нагрузки ПЧ удобно относить к следующему каскаду. Шумы, свя­ занные с обратным преобразованием частоты в ПЧ, обусловлены тем, что на входе ПЧ создается дополнительная составляющая шумов, которая затем вы­ деляется в полосе пропускания тракта ПЧ. При незначительном влиянии обрат­ ного преобразования этим эффектом можно пренебречь. Шумы побочных ка­ налов связаны с недостаточным подавлением приема по побочным каналам, на частотах которых расположены спектральные составляющие флуктуаций пре­ селектора. С ростом избирательности последнего эти составляющие подавля­ ются и не оказывают мешающего действия.

5.5. Диодные преобразователи частоты

Схема простейшего диодного ПЧ приведена на рис. 5.17, где напряжения сигнала и (/), гетеродина ит(г) и преобразованной частоты unp[t) приложены непосредственно к смесительному* диоду VD; элементы/?, С образуют цепь автоматического смещения t/= , обусловленного детектированием большого напряжения гетеродина. Угол отсечки тока диода при линейно-ломаной ап­ проксимации его вольт-амперной характеристики может быть определен в со­ ответствии с выражением

tg 0 - 0	= * /(S /?),		(5.20)
ще S ,т статическая крутизна характеристики диода.
Ток через диод (см. рис. 5.17)			является функцией четырех переменных:
uг( 4t )'	=	Uтптcoscjг t ;
uc (t)	=	Umccos(wct + <pc);	(5.21)
“ пр<'>=		^ т п р ^ Ч р ' ^ п р ) -
и = =	и т гcosв

— о

В ы х

— О

Так как все напряжения (5.21) приложены последовательно к диоду VD

то

i = № = / ( « г (О , и = , и с (Г) , Unp ( 0 ) ,

(5.22)

где и= ur (r) +U_ + ис (г) -ШпрСО-

Амплитуда напряжения гетеродина Umr значительно превосходит величи­ ны Umc и Umnp >a £/_ при больших напряжениях гетеродина имеет практиче­

ски ту же величину, что и U . Учитывая это,	представим зависимость (5.22)
в виде ряда Тейлора по степеням малых переменных ис (t) и и		(t) , т. е.
i = / М О + £ / = ) + / 4 ( 0 + М М	' ) + % , ( ') ) +	(523)

ще / = А/с?м.

Используя (5.10), (5.11), получаем уравнения диодного ПЧ в виде:

/	•	•	1		•		;
	т с	= SnU	+ - S		и	тп Р
		0 т с	2	т 1

1

I тпр = -2S т 1 и тс + S 0и тпр 9

(524)

(525)

щ е S. —коэффициенты рядов Фурье колебания крутизны тока диода S (t) =

= (	^ Г) |	(см- (5.9)).
	Как	следует из (5.24), (5.25), подобно анализу ПЧ в общем случае (см.
§ 5.2), в диодном ПЧ составляющие токов /				и / _ имеют несколько ком-
понентов. Так, первое слагаемое тока /			зависит от входной проводимости
ПЧ	(см. рис. 5,17) для тока сигнала;		второе слагаемое - от эффекта обрат­

ного преобразования преобразованной частоты в частоту сигнала. Первое сла­ гаемое тока 1щпр обусловлено полезным эффектом ПЧ —прямым преобра­ зованием частоты сигнала в промежуточную; второе —выходной проводимо­ стью ПЧ для тока преобразованной частоты.

Как в общем случае, обратное преобразование в диодном ПЧ приводит к увеличению входной проводимости ПЧ и уровня шумов. Однако в отличие от

Irnc

I/nnp

О------- О

umc	Чплр
O -	-------О
	Рис г 5.18

ПЧ на невзаимном четырехполюснике (транзисторе) в диодном ПЧ, выполнен­ ном по схеме рис. 5.11, эффект обратного преобразования имеет те же количе­ ственные характеристики, что и эффект прямого, т. е. основного преобразова­ ния частоты. Из (5.24), (5.25), следует, что при одних и тех же Umc и U _р соответствующие токи прямого и обратного преобразований одинаковы. По­ следнее объясняется тем, что для схемы, приведенной на рис. 5.17, характерно равноправное воздействие напряжений ис ( 0 , и и,(г) на один и тот же нелинейный элемент —диод VD. Наличие эффективного обратного преобразо­ вания частоты является недостатком ПЧ, выполненного по схеме, приведенной

на рис. 5.17.
Введем	следующие обозначения (см. § 5.2): крутизна		преобразования
5 ^ = l/2Sml и проводимость преобразования G ^		= GQ	Тогда систему
(5.24), (5.25) можно представить в виде
Iтос	= G прU тос +S прUто пр ;		(5.26)
/ тппр = S при тос + G при топр
Уравнения (5.26) представляют собой систему линейных уравнений экви­
валентного	преобразователю частоты пассивного	четырехполюсника (см.

рис. 5.3), который описывается системой У-параметров в режиме преобразования частоты: У11пр = , У12пр = 5 ^ . Y - S , У22пр = С ^.И зтео - рии электрических цепей известно, что пассивный линейный четырехполюсник может быть представлен схемой замещения (например, П-образной), содержа­ щей в общем случае три проводимости (рис. 5.18, а) . Составляя систему двух уравнений для схемы, приведенной на рис. 5.18, а , и сравнивая ее с системой (5.26), нетрудно показать, что У1 = Y 2 = G ^ - , У3 = . Дополнив схему (см. рис. 5.18,а) источником сигнала с проводимостью Уг и нагрузкой с проводимостью Ун , приходим к полной эквивалентной схеме ПЧ (рис. 5.18,6).

Для достижения максимального коэффициента передачи по мощности в последней схеме необходимо осуществить согласование соответствующих про­ водимостей в сечениях 11 и 22 .В теории электрических цепей доказано, что согласование происходит, если симметричный пассивный четырехполюсник на­

гружен на активную проводимость	= Gr , равную его характеристической
проводимости Gx : Gp = GH = G^ , где Gx = V G ^ -		, а реактивные npo-

о

Рис. 5.19

водимости в сечениях 11 и 22 скомпенсированы, что достигается настройкой в резонанс соответствующих колебательных контуров на входе и выходе ПЧ.

На величины G	и	можно	эффективно влиять, изменяя угол отсечки
(5.20). Используя Определения			и	, нетрудно показать, что	=
= (5ап0 )/т г,	= (.50)/тг . Максимальный коэффициент передачи в схеме,

приведенной на рис. 5.17, соответствует в ->0, если потерями в контурах мож­ но пренебречь, и в w 10-20° , если потери необходимо учитывать. Во всех слу­ чаях Кр < 1, практически он обычно равен 0,2-0,3.

Шумы диодного ПЧ определяются шумами нелинейно-параметрического элемента, имеющими дробовый и тепловой характер (дробовые шумы явля­ ются обычно доминирующими), а также шумами обратного преобразования. Коэффициент шума диодного ПЧ определяется выражением: К ш = 1 + 1/Кр , откуда следует, что при предельной величине К р = 1 коэффициент шума ди­ одного ПЧ К ш = 2. Так как дня реализуемых Кр < 1 величина К ш ^>2, то на входе диодного ПЧ следует использовать УРЧ с достаточно большим усилени­ ем, обеспечивающим малое влияние шумов ПЧ. В свою очередь, малая переда­ ча по мощности диодного ПЧ может привести к проявлению шумов следую­ щего тракта —УПЧ, так как в соответствии с (2.6) коэффициент шума тракта со входа ПЧ К Ш= К ш пч + {Кш упч - 1) /Кр , где Кш п ч , Кр - соответственно коэффициент шума и коэффициент передачи по мощности ПЧ; К щ ynq — коэффициент шума УПЧ. Поэтому УПЧ в РПУ с диодным ПЧ следует делать малошумящим.

Для уменьшения влияния шумов гетеродина можно использовать баланс­ ные схемы диодных ПЧ. Простейшая подобная схема приведена на рис.5.19, где напряжение гетеродина мг ( 0 поступает к диодам VD1 и VD2 в фазе, а сиг­ нала мс (г) - в противофазе. Из распределения токов видно, что в идеальной симметричной схеме балансного ПЧ отсутствуют:

а) Тфосачивание^колебания гетеродина в контур сигнала, так, как токи диодов в плечах смесителя и /г" в катушке L 2 противофазны и поэтому не создают ЭДС во входном контуре L 1, С1;

б) преобразование шумов гетеродина в тракт промежуточной частоты, так как преобразованные токи г и г обусловлены синфазными колебаниями

1 I—

I f

Рис. 5.20

шумов и гетеродина и поэтому относительно диодов VD1 и VD2 имеют одни и те же условные направления, вследствие чего не создают ЭДС в выходном контуре Z4, С2;

в) преобразование колебания промежуточной частоты из цепи гетеродина снова в тракт УПЧ, что исключает его неустойчивую работу. Попадание колеба­ ния из тракта промежуточной частоты в гетеродин на СВЧ вероятно из-за вли­ яния паразитных схемных и конструктивных связей между этими функцио­ нальными узлами РПУ.

Как и в случае балансных транзисторных ПЧ, эффект прямого преобразо­ вания в балансном диодном ПЧ усиливается, т.е. коэффициент преобразова­ ния возрастает, для чего необходима удвоенная мощность гетеродина.

На рис. 5.20 дана схема, отражающая принципы конструирования баланс­ ного смесителя СВЧ-диапазона. Его эквивалентная схема аналогична схеме, приведенной на рис. 5.19: мощность колебания гетеродина/^ поступает к дио­ дам VD1 и VD2 в фазе, а мощность колебания сигнала Р . —в противофазе, что обусловлено расположением диодов VD1 и VD2 на расстоянии друг от друга, равном Х/2, где X —длина волны сигнала.

5.6. Выбор промежуточной частоты в супергетеродинном радиоприемном устройстве

Как указывалось ранее, значение промежуточной частоты существенно влияет на качество приема в супергетеродинном РПУ. Кратко сформулируем требования при ее выборе:

1) промежуточная частота / не должна совпадать с участками частотного диапазона, в которых работают радиостанции, прежде всего радиовещатель­ ные, имеющие большую мощность излучения, так как при недостаточном по­ давлении их преселектором РПУ в тракте промежуточной частоты может воз­ никнуть помеха, сопровождающая прием полезного сигнала;

б

Рис» 5 «21

2) при выборе относительно низкой промежуточной частоты облегчается достижение высокого устойчивого усиления в УПЧ и высокой избирательно­ сти по соседним каналам приема благодаря возможности использования узко­ полосных фильтрующих систем, но затрудняется подавление зеркального и других побочных каналов приема (рис. 5.21, а , . где показано недостаточное подавление побочных каналов приема в РПУ с низкой / );

3) при выборе относительно высокой промежуточной частоты подавление побочных каналов, в том числе зеркального, облегчается вследствие увеличе­ ния их расстройки относительно частоты настройки преселекюра (рис. 5.21,6). Однако при этом уменьшается устойчивое усиление УПЧ и из-за широкополосности высокочастотных фильтрующих систем затрудняется эффективное по­ давление соседних каналов приема;

4) с увеличением рабочего частотного диапазона РПУ величину/п следует увеличивать, так как высокочастотные преселекторы имеют более широкие полосы пропускания и могут не обеспечить требуемое подавление п^ очных каналов приема;

5) в случае высокой промежуточной частоты и верхнего преобразования частоты, когда / г = / + / п (см. (1.11)), увеличивается частота гетеродина, что в диапазоне СВЧ может вызвать затруднения в его реализации.

Из изложенного следует, что выбор относительно высоких или низких промежуточных частот имеет свои преимущества и недостатки. Поэтому / п за­ дают с учетом конкретных параметров РПУ. Например, для радиовещательных приемников с AM (ДВ, СВ, КВ диапазоны) / выбирается равной 465 ± 2 кГц (допуск ± 2 кГц отражает производственный запас), с ЧМ — 10,7 ±6,1 МГц (УКВ диапазон).

Для совмещения достоинств высоких и низких / п применяют многократ­ ное преобразование частот (обычно двух-, реже трехкратное) (см. § 1.2).На­ пример, для радиовещательного приемника первая промежуточная частота в соответствии с ГОСТ 5651—82 может быть выбрана равной 1,84 или 24,975 МГц, вторая —равной 465 кГц.

Следует иметь в виду, что при увеличении числа преобразований сущест­ венно возрастает количество побочных каналов приема, часть из которых трудно подавить. В случае двухкратного преобразования частоты, например, трудно подавить зеркальный канал для второй промежуточной частоты / 2 , так как при низком ее значении он раходится вблизи первой промежуточной частоты с расстройкой по частоте 2 / . Если f велика, а / п2 мала, то рас­ сматриваемый канал может находиться недалеко от центральной частоты высо­ кочастотного фильтра, настроенного на первую промежуточную частоту. По­ этому при недостаточной избирательности фильтра помеха в этом канале, пре­ образующаяся во вторую промежуточную частоту, может препятствовать при­ ему полезного сигнала. Таким образом, значение / 2 должно быть выбрано с учетом условия подавления зеркальной помехи в тракте / п1 , т. е. не может быть слишком малым.

5.7.Параметршеские усилители радиочастоты

5.7.1.Общие сведения

Воснове работы параметрического усилителя (ПУ) лежит физический процесс преобразования энергии источника высокочастотного колебания (так называемого генератора "накачки'*) в энергию выходного колебания. Обмен энергии осуществляется с помощью реактивного элемента —емкости или ин­

дуктивности, величины которых С (г) или L (г) изменяются как функции времени благодаря управлению генератором ’’накачки*. Параметрические уси­ лители радиочастоты наряду с усилением высокочастотного колебания сигнала могут осуществлять также преобразование его частоты.

Покажем на примере, что соответствующее изменение, например, емкости

C (t) приводит к эффекту усиления		сигнала в	колебательном контуре
(рис. 5.22). Действительно, напряжение и , заряд q			и емкость конденсатора С
связаны известным соотношением q	= Си или
и = q/C				(521)
Дифференцируя левую и правую части (5.27) по соответствующим пере­
менным и и С , находим: du =	^	ИЛИ С ^гчетом ^		:
— ?

du __ —dC

(5.28)

~~ ~

Для малых приращений ДС и Дм можно считать, что ДС ^ d C n & u ^ d u . Тогда (5.28) может быть записано в виде Дм/м = — ДС/С. Таким образом, из­ менение емкости контура С на величину ДС приводит к изменению напряже­ ния на конденсаторе: для ДС < 0 получаем Дм > 0.

Физическая сущность усиления сигнала в ПУ заключается в целенаправлен­ ном отборе энергии от источника (генератора Ъакачки *), управляющего ем­ костью C (t) . Эта энергия, запасаемая в конденсаторе, затем передается в кон­ тур, что приводит к регенерации потерь контура и увеличению уровня сигнала на его выходе. Таким образом, с помощью генератора ’’накачки* в контур как

c ( t )

^ h i t )

4

Рис. 5.22

бы нагнетается (Закачивается”) энергия от вспомогательного источника. При строгом математическом исследовании работы ПУ используется диф­ ференциальное уравнение, описывающее процесс изменения заряда q на кон-

d 2q dq q

денсаторе С одиночного колебательногоконтураL — r-+ R -— + — = 0. Для

				d t	d t	С
синусоидального		закона измененияемкостиможно записать				С = CQ	+
+ С	sin со t = СЛ (1 + т sinoj		Г), где m = С /Сл . Используя		последнее		вы-
ТО	H U	Н	ТО	V
			/-----				+
ражение и известные соотношения со0 = 1/ v LC0 , а = R/2L , имеем
+ 2а	— + со*(1 + m sincoH0		l Q~ 0.
Для случая, когда затухание контура d =				\\Q и величина т		значительно

меньше единицы, последнее уравнение может быть решено приближенно. Ре­
зультаты его решения приведены на рис. 5.23, где заштрихованные области
ограничены кривыми т кр = /(2оос/а>н) и соответствуют режиму параметриче­
ского возбуждения ( т кр —наименьшее значение т , при котором возможно
возбуждение). Из анализа рис. 5.23 следует: 1) при т > т кр схема работаем
как генератор, при т < т кр -	как усилитель; 2) параметрическое возбужде­
ние легче всего осуществить	в четко выраженных областях вблизи часто*

a>H	= 2a>c/w, где п = 1,2, 3, ..., так как для этого требуются малые значении
т ;	3) при некотором отклонении частоты накачки от указанных значений па.

раметрическое возбуждение также возможно, однако для его осуществление необходима более глубокая модуляция емкости, т. е. больший приток энергии к контуру; 4) наиболее удобна для возбуждения и усиления частота сон =*

=2OJC , так как на этой частоте величина /икр оказывается наименьшей, Более общие количественные соотношения для параметрического усиль,

ния и возбуждения могут быть получены при исследовании воздействия на не­ линейный реактивный элемент двух напряжений с частотами а>н и со, . В этоц

случае в цепи нелинейного элемента возникают различные колебания с часто­ тами /сон ± ко>с , где I ,к - произвольные целые числа (0 ,1 ,2 , 3 , .

Анализ, проведенный ИМэнли и X.Роу,показал, что для случая подавле­ ния колебаний с / и к больше единицы и при некоторых дополнительных усло­ виях (нелинейный элемент не имеет гистерезисных свойств и др.) справедливы соотношения:

Н +- ’”

1^11**

II р

(529)

II

О

(530)

где Р , Рн , Р+ , Р_ — мощности колебаний соответственно на частотах / с

(сигнала), / н (накачки),/+ (суммарной),	(разностной),
U = / н + / с ’	(531)
L	(532)

Равенства (5.29) и (5.30) позволяют выявить основные энергетические преобразования в ПУ и будут использованы далее. В этих выражениях уеловимся считать мощность, отдаваемую в контур, положительной, а отбираемую из контура во вйешнюю цепь (нагрузку) —отрицательной.

Описанный принцип работы ПУ не изменится, если использовать периоди­ ческое изменение индуктивности колебательного контура. В диапазоне СВЧ для этих целей обычно применяют нелинейные свойства ферромагнитного ма­ териала, помещенного в мощное переменное поле накачки, что приводит к пе­ риодическому изменению эквивалентной индуктивности L ( t) .

В настоящее время нашли широкое применение на практике емкостные полупроводниковые усилители. Рассмотрим основные электрические характе­ ристики нелинейной емкости, используемой в ПУ. В качестве управляемой емкости обычно используется емкость р - п перехода в полупроводниковом диоде, возникающая при подаче на него запирающего напряжения. На границе такого перехода существуют разноименные объемные заряды, между которы­ ми имеется электрическое поле, аналогичное полю конденсатора с емкостью С. Характерной особенностью последней является нелинейность, т. е. зависи­ мость величины емкости от приложенного к диоду напряжения (рис. 5.24).

Для расчета ПУ необходимо установить количественную связь между ве­ личиной емкости полупроводникового диода и управляющим напряжением С = С(и) . Как известно, эта емкость соответствует следующему приближенно-

п /	</>к
му выражению: С « CQ v ■^	^ , где и —полное напряжение, приложенное к

p-w переходу (т. е. сумма постоянного смещения Е и переменной составля­ ющей напряжения и) ; <рк —контактная разность потенциалов р-/$-перехода; п — 2 —для диодов с ’’резким” законом распределения примесей и л = 3 —дця диодов с ’’плавным” законом.

Для расчета схем, использующих нелинейную емкость, необходимо знание ее эквивалентной схемы. Как показывают исследования, упрощенная эквива­ лентная схема полупроводникового диода для случая запертого перехода име­ ет вид, показанный на рис. 5.25, а , где г^ —последовательное сопротивление, обусловленное потерями в объеме полупроводника и контактах диода;

в — последовательная индуктивность выводов электродов; С — емкость патрона (держателя) диода; R —активное сопротивление запертого перехо­ да с емкостью С Так как индуктивность Ь ъ практически невелика (менее 1 нГн) ,а Сд может быть включена в емкость контура (резонатора), то приве­ денная эквивалентная схема существенно упрощается (рис. 5.25, б) . В послед­ нем случае сопротивление R $ учитывает не только г'б , но и пересчитанное в последовательное соединение сопротивление/?.

Особенностью эквивалентной емкости полупроводникового диода являет­ ся ее малая зависимость от частоты и температуры, что способствует стабили­ зации параметров усилителя.

В зависимости от того, на какой частоте усиленная энергия поступаем в нагрузку усилителя, различают: 1) ПУ с "отрицательным” сопротивлением,

или ПУ регенеративного типа, в котором усиленное напряжение снимается с •колебательного контура, настроенного на частоту входного сигнала / ; 2) ПУ нерегёнеративного типа, в котором усиленное напряжение снимается с колеба­ тельного контура, настроенного на частоту / + или /_ (параметрические Цре. образователи частоты).

Рассмотрим эти виды ПУ.