книги / Радиоприемные устройства.-1

Если составляющие спектра биений попадают в полосу ФНЧ, то они оказы­ вают мешающее действие и определяют отношение С/П на выходе детектора. Если те же составляющие оказываются за пределами полосы ФНЧ, то они бу­ дут подавлены. Для наихудшего случая (все составляющие биений находятся в полосе ФНЧ) связь отношений С/П на выходе и входе детектора имеет вид (6.56), т. е. , как и в случае флуктуационной помехи, величина выигрыша в отношении С/П для синхронного детектора не зависит от С/П на его входе.

Таким образом, при малых отношениях С/П на входе детектора предпоч­ тение следует отдать синхронному детектированию, при больших отношениях использование последнего менее эффективно, а абсолютная величина выигры­ ша при шумовой и квазигармонической помехах равна 3 дБ (см. (6.56)).

Отмеченные положительные свойства синхронного детектора не являются единственными. К ним можно также отнести: возможность достижения высо­ кой избирательности полезного сигнала, что облегчает требования к избира­ тельности тракта УПЧ; простоту регулиррвания полосы пропускания ФНЧ и, таким образом, избирательных свойств РПУ; линейность детектора для отно­ сительно слабых сигналов, что снижает требования к усилительной способно­ сти УПЧ; возможность неискаженного детектирования при отсутствии сигнала несущего колебания, что характерно для РПУ сигналов одной боковой полосы частот (см. § 10.2); возможность детектирования сигнала с выбором только одной (верхней или нижней) боковой полосы частот. Используя квадратурные колебания гетеродина по типу структуры, приведенной на рис. 1.10, б , на вы­ ходе ФНЧ каждого из каналов можно выделять одну из боковых полос. В ре­ зультате выбирается та полоса, которая меньше всего поражена помехами, причем эта операция может быть выполнена как автоматическая (автомати­ ческий выбор непораженной боковой полосы частот).

Хотя принцип синхронного детектирования известен достаточно давно и связан с основополагающими работами Е.ГМомота еще в 30-40-е гг., долгое время его широкое внедрение в практику радиоприема тормозилось из-за сложностей и трудностей синхронизации генератора опорного колебания с при­ нимаемым сигналом. В настоящее время в связи с широким использованием микроэлектроники удалось существенно повысить качествр синхронизации и сделать приемлемой стоимость соответствующих узлов 'РПУ в интегральном исполнении. Поэтому для синхронных методов характерно расширение обла­ сти их внедрения, в том числе в технику радиовещательного приема.

6.2.5. Схемы детекторов АМ-сигналов

На рис. 6.17, а приведена полная схема последовательного диодного де­ тектора. Название схемы связано с тем, что источник сигнала, нагрузка и диод в ней включены последовательно. В отличие от основополагающей схемы, изо­ браженной на рис. 6.7, полная схема содержит два резистора нагрузки R1 и

R2 , что, во-первых,	облегчает выполнение условия (6.41) (делитель R1,
R2 уменьшает влияние	Ry на полное сопротивление нагрузки детектора RH ,

так как приводит к ослаблению его связи с детектором); во-вторых, совмест­ но с конденсатором С2 сопротивление R1 образует Г-образный фильтр ниж­ них частот, дополнительно подавляющий колебание промежуточной частоты в

Рис. 6.17

нагрузке детектора. Улучшенная фильтрация этого колебания до УЧМ исклю­ чает возможность самовозбуждения тракта приема по промежуточной частоте, так как низкочастотный тракт РПУ обычно плохо экранирован по высокой час­ тоте, что может быть причиной паразитных связей на промежуточной частоте.

В случае высокоомного УЧМ на полевых транзисторах величина R	оказыва­
ется порядка (100—500) кОм, поэтому сумму сопротивлений Rl + R2	выбира­
ют (50—200) кОм. Для относительно низкоомных УЧМ на биполярных тран­

зисторах условие (6.41) требует уменьшения сопротивления нагрузки R1+R2 детектора до (5—30) кОм. Так как уменьшение нагрузки RH влечет за собой уменьшение входного сопротивления детектора, то связь его с источником сигнала (колебательной системой) может быть ослабленной.

На рис. 6.17, б приведена схема параллельного диодного детектора. Этот вид детектора используется в тех случаях, когда напряжение на диод поступа­ ет с точки схемы, находящейся под постоянным потенциалом, например с кол­ лектора (стока) транзистора в последнем каскаде УПЧ. Для исключения до­ полнительного постоянного смещения на анод диода необходимо включить разделительный конденсатор С , который, однако, приводит к разрыву цепи

постоянного тока	последовательного	диодного детектора и, следовательно,
к невозможности	его нормальной	работы. Поэтому в схеме, данной на

рис. 6.17, б , диод VD , источник сигнала и нагрузка включены в отличие от схемы, приведенной на рис. 6.17, а , параллельно.

Как следует из анализа работы параллельного диодного детектора, физиче­ ские процессы в нем повторяют процессы в последовательном детекторе. При открытом диоде VD происходит быстрый заряд конденсатора С через источник сигнала и диод, а затем при закрытом диоде —медленный разряд че­ рез сопротивление нагрузки R Таким образом, емкость С выполняет одно­ временно две функции: является разделительной, а также емкостью нагрузки детектора.

В параллельном детекторе в отличие от последовательного, во-первых, не­ обходим дополнительный фильтр нижних частот R ^ , так как конденса-

Рис. 6.18

тор С (см. рис. 6.17, б) не может быть включен параллельно сопротивлению нагрузки R , т. е. диоду; во-вторых, уменьшается входное сопротивление де­ тектора. Действительно, наряду с компонентом Л/2, обусловленным рассмот­ ренными физическими процессами (см. (6.40)), имеется и второй компо­ нент, связанный с наличием в схеме параллельного диодного детектора (см. рис. 6.17, б) резистора R , который в отличие от схемы последовательного диодного детектора (см. рис. 6.17, а) не шунтируется емкостью С для тока высокой частоты. Поэтому полное сопротивление параллельного детектора ^вх 01ФеДеляется параллельным соединением R/2 K R , т. е. R = R/3.

Неоднократно предпринимались попытки создать ’‘идеальный” диод, име­ ющий характеристику, подобную приведенной на рис. 6.9, что обеспечивает высокие электрические параметры,начиная с меньших уровней сигналов.С этой целью применяют усилительный элемент с глубокой нелинейной отрицательной обратной связью, для реализации которой используется детекторный диод (рис. 6.18, а) . Чем больше Усиление усилителя, тем ближе характеристика схе­ мы, приведенной на рис. 6.18, а , к идеальной. Обычно в качестве усилителя ис­ пользуют операционный усилитель с соответствующей граничной частотой:

Характеристика нелинейного элемента для положительной полуволны сиг­ нала может быть приближенно определена следующим способом:

	вых 1	* о , Л х	"РИ	«в х>	°»	т * е К 0 . а = -Я2/Я1;
		О	при	Ивх <	о ,

для отрицательной полуволны сигнала:

0 при и > 0 ,

вых 2	К .И.	при	и	< 0,	где К о.с2 = “ЯЗ/ЯЬ
	о.с2 Вх	г	вх	*

Рис. 6.19

Детектор (см. рис. 6.18, а) является пиковым, так как его выходное со­ противление при заряде емкости С значительно меньше, чем при ее разряде. Схема, приведенная на рис. 6.18, а , может быть использована как схема детек­ тора среднего значения входного сигнала, для чего служит дополнительное преобразование напряжения в ток (рис. 6.18, б) .

На рис. 6.19 приведены принципиальная (а) и структурная {б) схемы син­ хронного детектора (цепь ФАПЧ для простоты опущена), служащие для пере­ множения сигналов входного м,(г) и опорного, получаемого из цепи ФАПЧ, uQ{ t) . Используя принципы компенсации (балансные схемы), можно исклю­ чить необходимость дополнительной фильтрации высокочастотного колебания с частотой 2со, что облегчает интегрализацию детектора.

6.3. Детекторы ФМ-сигналов

Фазомодулированный или фазоманипулированный сигнал использует в ка­ честве информативного параметра фазовый, т. е. временной,сдвиг (6.4) отно­ сительно некоторого колебания той же частоты. Поэтому при детектировании такого сигнала и (t) = U sin(cor + </>(0) необходимо присутствие (или восста­ новление) опорного колебания u0(t) = £/ 0sincof , относительно которого определяется фаза детектируемого сигнала (см. (6.4)) .

Сравнение фазы принятого сигнала и опорного колебания может осу­

ществляться	по-разному:	1) с использованием перемножителя	колебаний
и(г) и uQ4jt)	на основе	устройства, аналогичного синхронному	детектору;

2) на основе нелинейного преобразования суммы u (t) + uQ(t); 3) с использо ванием ключевых схем; 4) на основе балансных фазовых устройств, в кото­ рых изменение фазы преобразуется в изменение амплитуды вспомогательных векторов с последующим их детектированием и т.д.

На выходе перемножителя с характеристикой у = A u ( t) u 0(t) получаем

y = A U m U m 0 ( l c o s v -

cos(2cor +ip),

где Um , U — амплитуды соответственно сигнала и опорного колебания, от­ куда после фильтрации колебания у с помощью ФНЧ

У я . ч	= - U	U	(6.57)
		m Um0 COS*-
Структурная схема рассматриваемого вида детектора аналогична схеме,
приведенной на рис. 6.16, б Уравнение (6.57)			описывает характеристику де­

тектора ФМ-сигналов, которая является нелинейной (рис. 6.20) . Если исполь­ зовать относительно узкий рабочий участок в окрестностях аргумента у =

7Г	А
= я/2, то cos ( - + Ф)	ч ~ -----Г ^ т ^ т о ^ т- е- детекторнаяхаракте-
Z	Z

ристика становится в первом приближении линейной (см. рис. 6.20, где линей­ ный участок показан жирной линией) .

Как было указано, перемножение и(г) и м0(г) можно осуществить на основе нелинейного преобразования, например вида квадрирования суммы и(/) + U0( 0 У = А (“ ( 0 + % ( 0 ) 2 = - + 24и(Оы0 (0 + ...и тд .

Наиболее широкое применение, однако, находят так называемые баланс­ ные фазовые детекторы фис. 6.21). Колебание м0(г) подводится к обоим дио­ дам в фазе, а колебания u{t) —в противофазе. В результате векторная диа­ грамма, позволяющая определить напряжение на диодах VD1 и VD2 , соответ­ ственно имеет вид, представленный на рис. 6.22.

Как следует из рис. 6.21, напряжения на обоих диодах определяются как

(6.58)

15 Зак. 5685

Так как напряжения ыд t иид2								создают в нагрузках R		противофазные ко-
лебания	Мвых1 И “ вых2 :
	Uвых!, = К дт Uд !,			и. т г -
где К	—коэффициент передачи детектора, то результирующее выходное на­
пряжение схемы, приведенной на рис. 6.21, равно в соответствии с (6.58)
	у	= U	и	вых 2
	•'н.ч	вых!
		и 2		- 2 и	т	и	т о		COS</>)	(659)
		т о

Уравнение (6.59) представляет собой уравнение детекторной характери­ стики анализируемой схемы. Как следует из анализа (6.59), вид характеристи­ ки определяется рабочей областью аргумента <р, вблизи которого изменяется фаза детектируемого колебания, а также отношениями амплитуд сигнала U и опорного колебания U 0. На рис. 6.23 представлено семейство характери­

стик в соответствии с (6.59) для разных отношений ^ т/ ^ т0 - Анализ (6.59) и семейства, показанного на рис. 6.23, позволяет сделать

следующие выводы: 1) наибольшая линейность детекторной характеристики

на участке О—7Г соответствует равенству амплитуд Um = U		• 2) при U «
« • U л детекторная характеристика имеет вид у	и = Ж	U' cosу , т. е.
ТТ%и	н #ч	д т ш

оказывается близкой к закону косинуса, не зависит от амплитуды большого сигнала (опорного колебания) и пропорциональна амплитуде детектируемого колебания. Последнее обстоятельство делает целесообразным использование до детектора амплитудного ограничителя сигнала, устраняющего последствия указанной зависимостиу н ч от Um .

На рис. 6.24 приведена схема фазового детектора, использующего ключе.

<р

Рис. 624

вой принцип действия. Устройство содержит включенные по балансной схеме полевые транзисторы, цепи стоков которых управляются в одной и той же фазе опорным колебанием н0(г). Это колебание способно открыть каждый из транзисторов, в результате чего через нагрузочные резисторы R проходят то­ ки, приводящие к падениям на них напряжений.

В зависимости от фазы , входного1сигнала u(t) изменяется время, в тече­ ние которого транзисторы оказываются открытыми, а следовательно, изменя­ ется и постоянная составляющая напряжения на сопротивлениях R В итоге изменяется у И ч схемы в зависимости от фазы входного колебания <р . Цепи RC в стоках транзисторе» подавляют колебания высоких частот.

При выполнении фазового детектора в виде интегральной схемы удобны методы детектирования, основанные на свойствах перемножитедей. Одна из возможных схем интегрального детектора, содержащая только активные эле­ менты R , С, приведена на рис. 6.25. Схема представляет собой управляемую дифференциальную транзисторную пару на приборах VT1 и VT2 . Напряжение опорного колебания поступает на эмиттеры транзисторов VT1 и VT2 в одина­ ковой фазе. При управлении тока VT3 опорным колебанием синфазно изме-

няются токи VT1 и VT2. Напряжение сигнала

подается на базы VT1 и		VT2 в противофазе.
В результате токи i i и /2		будут иметь проти­
воположные	фазы:/1= -1 2=5'(г)С/т со8(а;/ +
+ <р),где 5 ( 0	- сложное колебание крутиз­
ны под действием wQ(f)		с частотой о ;: S (t)=
оо
= Sи + |s? j 5mi.cosiwr
Выходное напряжение у			(см. рис.6.25)

создается разностью постоянных составляю­ щих токов, для чего служат управление УТ1 и VT2 сигналом и фильтрация всех высокоча­ стотных составляющих в нагрузках транзи­ сторов с помощью RC цепей. Тогда Ун ч ~

— Sm j U c o s y , что аналогично уравнению детекторной характеристики перемножителя (6.57).

Рис. 6.25

6.4.Детекторы ЧМ-сигналов

6.4.1.Частотно-амплитудные детекторы

Методы получения информации о мгновенной частоте сигнала (6.3) осно­ ваны: а) на преобразовании изменения частоты в изменение амплитуды с по­ следующим детектированием AM-сигнала (частотно-амплитудные детекто­ ры) ; б) на преобразовании ЧМ-сигнала в фазовый сдвиг между векторами не­ скольких вспомогательных напряжений, с последующим его детектированием (частотно-фазовые детекторы); в) на преобразовании ЧМ-сигнала в последо­ вательности импульсов, частота следования которых пропорциональна откло­ нению частоты входного сигнала от среднего значения {частотно-импульсные детекторы).

Для всех видов детекторов наибольшие трудности связаны с получением линейной детекторной характеристики.

Преобразование ЧМ-сигнала в AM-сигнал может достигаться с помощью устройства, АЧХ которого имеет линейно-нарастающий участок вблизи цент­ ральной частоты ЧМ-сигнала / . Широко применяется способ детектирования на основе взаимно расстроенных контуров: один контур в схеме детектора на­ строен на частоту выше / ц , т. е. f Ql = / ц + Af Q, другой ниже, т. е. / 02 = / ц - - А/ (рис. 6.26). Если напряжение ЧМ-сигнала подать на такую пару конту­ ров, а затем выходные сигналы продетектировать с помощью раздельных AM-детекторов (отдельно для каждого из контуроь), то при сложении выход­ ных колебаний детекторов ^1|ых1 и ^вых2 в противофазе результирующее на­

Рис. 6.26

пряжение UBblx = ^вых1 - UBblx2 бУДет им61* вид сплошной линии (см. рис. 6.26).

Схема, в которой используется приведенный способ детектирования вход­ ного сигнала u (t) , приведена на рис. 6.27.

Если обозначить резонансное напряжение на каждом из контуров через UQ , то те же напряжения на любой частоте нетрудно выразить через их обоб­ щенные резонансные характеристики со сдвигом начала системы координат

соответственно ±gQ, где £0 = т	-а
/«	и .
и
?о>	и и г ш VTT(i+lT
	voi

После детектирования Uk i			и i/fc2 получаем £/вых , = Kam Ukl		. ^ вых2 =
= K ^mUk 2 , где ЛГд т		—коэффициент пер сдачи детекторов, и
£/	= U ,	£/	= A-	1Л* (?)	(6.60)
вых	вых!	вых 2	ДШ	V*'

где *(?) = 1/ V l + (?-?<,)’ - V N/ 1+ (5 + l0)2

Анализ полученного выражения для <р(£) показывает, что в общем случае детекторная характеристика схемы, приведенной на рис. 6.27, нелинейна. Из-за центральной симметрии возникают только четные гармоники входного сигна­ ла. Однако если правая и левая ветви несимметричны, то возможно появление нечетных гармоник. С целью их исключения в схеме, приведенной на рис.6.27, используют симметрирование всех компонентов. Наиболее линейной детектор­ ная характеристика оказывается при £0 ^ \/l> 5 Так как £/вых зависит от уровня входного сигнала, перед детектором необходим амплитудный ограни­ читель, устраняющий воздействие изменения амплитуды UQ на £ 7 ^ (см. (6.60)).

6.4.2. Частотно-фазовые детекторы

Рассмотрим две разновидности частотно-фазовых детекторов —балансный фазовый и дробный.

Схема балансного фазового детектора ЧМ-сигналов приведена на рис.6.28. Она содержит так называемый ведущий транзистор VT и два детектора ЧМсигналов на диодах VD1 и VD2 с нагрузками R С, включенными так, что £ /ых

равно разности U . и U	-.Дроссель L3 (илирезисторДл) служит для соз-
дания пути постоянного тока в цепях AM-детекторов. Двухконтурныи полосо­
вой фильтр в нагрузке VT	должен быть точно настроен на центральную частоту

ЧМ-сигнала и имеет два вида связей между контурами: индуктивную транс­ форматорную, характеризуемую взаимной индуктивностью М, и емкостную

(емкость С1).
Покажем, что напряжение на VD1 и VD2			зависит от частоты приходящего
сигнала /	Для этого построим векторную диаграмму схемы (рис. 6.28).
Удобно	начать	построение такой	диаграммы с		вектора		V 1
(рис. 6.29, а) . Вектор тока в катушке LI 1^ % V l /jojL 1 отстает от						U1 на угол
тг/2. В свою очередь, 1Х создает ЭДС в катушке L2 € =				±ju>M I	»	отстоящую
о.т вектора 1г	на угол	тг/2. Введенная в контур L2,C2		ЭДС (? создает ток
фаза которого может отличаться от фазы е на различную величину,						в зависи­
мости от соотношения частоты сигнала / с и частоты настройки контура,							рав­
ной частоте /	. Поэтому далее рассмотрим возможные частные случаи.

Пусть / с = / (рис. 6.29, б) . Тогда фаза е совпадает с фазой тока контура ik Ток \к , проходя по катушке L2 , создает напряжения U2 и l)3 , которые сдвинуты относительно на угол тг/2, а относительно друг друга —на угол я , так как эти напряжения приложены к концам одной и той же катушки индук­ тивности.