книги / Радиоприемные устройства.-1

* ДОП

тенны и УП; С_ - емкость подстроечного конденсатора (триммера); С - емкость дополнительного конденсатора, включаемого с целью уменьшения ко­ эффициента перекрытия диапазона К .

В соответствии с определением (?.25) и выражением (3.32)

/гОшах		Сшах +свх
Кд =	U	С . +С	(3.33)
y0 min		min	вх

т. е. при емкостной настройке коэффициент К д определяется только емко­ стями контура и не зависит от его индуктивности L

В общем случае заданная величина з может отличаться от реализуемой (3.33). Если К 3 » К ц (случай радиовещательного диапазона с AM: / 0тах = = 150 кГц; f 0min = 12,1 МГц), то широкий диапазон частот следует разбить на отдельные поддиапазоны; в пределах каждого из них удовлетворяется усло­ вие К ^. В случае типовых КПЕ и варикапов могут быть реализованы значения К д = 2—3. Поэтому поддиапазоны ДВ, СВ и КВ имеют граничные час­ тоты, соответствующие приближенно трехкратной величине коэффициента пе­ рекрытия.

При производстве РПУ из-за производственного разброса параметров кон­ туров не удается точно установить границы перестройки без дополнительной регулировки РПУ. С этой целью в контуре (см. рис. 3.15, а) используют два подстроечных элемента: подстроечный сердечник в катушке индуктивности и подстроечный конденсатор Ст , емкость которого входит в Свх . Регулируя Ст , можно добиться заданного значения /Гд з , а с помощью подстроечного сердечника, положение которого не влияет на К ^ , — перестройки контура в заданном диапазоне частот. Два регулировочных элемента используются обыч­ но на поддиапазонах ДВ и СВ, где коэффициент перекрытия близок к макси-

Рис. 3.16

мальному реализуемому значению и необходимо точно установить границы пе­ рестройки контура. На так называемых "растянутых” КВ-поддиапазонах (49, 41, 31, 25 м) , где коэффициент перекрытия близок к единице, а контур ВЦ имеет сравнительно широкую полосу пропускания, требования к точности ”укладки” границ поддиапазона снижаются и часто достаточно одного под­ строечного элемента (обычно, подстроечного сердечника).

Заметим, что при увеличении Ст величина К уменьшается. Поэтому н тех случаях, когда емкость Ст недостаточна (диапазон ДВ, где К ц « 2), па­

раллельно Ст включают дополнительный конденсатор постоянной емкости

СД- Таким образом, перестройка контура в широкодиапазонном РПУ осуще­ ствляется: в пределах поддиапазона —с помощью КПЕ или варикапа, переход же с одного поддиапазона на другой - с помощью изменения индуктивности путем ее коммутации переключателем S 1 (рис. 3.15, б ) .

Для настройки контура с помощью КПЕ характерны следующие основные свойства:

а) добротность контура Q3 = сo0L / r ^ const в пределах поддиапазона, так как сопротивление потерь контура г из-за поверхностного эффекта и дополни­ тельных затрат энергии на перемагничивание сердечника растет примерно про­ порционально частоте coQ Добротность Q контуров в РПУ обычно составляет 30—200 (в среднем 50—100);

б) полоса пропускания контура Пэ = f J Q 3 пропорциональна f Q , поэтому избирательность ВЦ с ростом частоты падает;

в) эквивалентное сопротивление контура Я э = £?эр = Q3^ 0L пропорцио­ нально /

В случае настройки с помощью элемента переменной индуктивности (рис. 3.16) используются катушки с перемещающимися сердечниками - ме­ таллическими или из магнитодиэлектрика (например, феррита), катушки с не­ подвижными сердечниками из магнитодиэлектрика, находящимися в магнит­ ном поле с управляемой напряженностью, и т. д.

Приведем основные свойства этого способа настройки: а) добротность (2Э = Цсо0Сг обратно пропорциональна f 0 ; б) полоса пропускания Пэ =

=	f j Q 3 пропорциональна	; в) резонансное сопротивление R3 =	Q3p —
=	Q3IUQC обратно пропорционально
	Таким образом, для индуктивной настройки характерно более значитель­
ное изменение основных рабочих характеристик контура: <2Э, # э , R			Так,

для случая Кц <*3 (прием на СВ) полоса для емкостной настройки изменяется

в 3 раза, адля индуктивной - в З3 раз. Очевидно, что такое значительное изме­ нение параметров контура при индуктивной настройке существенно влияет на параметры ВЦ и РПУ, прежде всего чувствительность, избирательность, коэф­ фициент шума. Поэтому индуктивную настройку в одиночном контуре следу­ ет рекомендовать при малых величинах К (на ’’растянутых” поддиапазонах с малыми коэффициентами перекрытия), в других случаях предпочтение следу­ ет отдать емкостной настройке или использованию сложных резонансных сис­ тем с несколькими переменными индуктивностями, в которых происходит компенсация изменения основных характеристик входной цепи.

Изменение полосы пропускания контура при емкостной настройке может быть уменьшено благодаря использованию более сложных сравнительно с оди­ ночным контуром фильтрующих цепей, например двухконтурной ВЦ (см. рис. 3.7). Последняя содержит два контура: первый, образованный Ы 9С х

Ссв2;	второй, образованный L 2 , Сн2 , Ссв2	Между контурами имеются два
вида	емкостной связи: внешнеемкостная	Ссв1 и внутриемкостная Ссв2

Благодаря внешнеемкостной связи с ростом частоты CJQ полоса пропускания Пэ фильтра расширяется, так как увеличивается полоса пропускания каждого контура.

Благодаря внутриемкостной связи с ростом частоты сопротивление ^ св2==

= 1/ ь>0С	2	падает, что, наоборот, ослабляет связь контуров и уменьшает
вносимое сопротивление ДR			(в пределе при CJQ -►00 связь между контурами
отсутствует).
Подбором		С ^ и С 2	можно существенно уменьшить неравномерность
частотной	характеристики # э (coQ) . Для диапазонов ДВ, СВ С г выбирают

равной единицам —десяткам пикофарад,JC 2 —десяткам тысяч.

3.3.2.Одноконтурная входная цепь с емкостной связью

сненастроенной антенной

Эквивалентная схема ВЦ	(см; рис.	3.6, а) приведена на рис. 3.17, а , где
г - сопротивление потерь контура; С		—полная емкость контура; СА —ем­
кость ненастроенной антенны;	Ун —входная проводимость следующего кас­
када.
а		6

Для определения коэффициента передачи по напряжению ВЦ (см. рис. 3.17, а) воспользуемся выражением для эквивалентного четырехполюсни­

ка с полюсами 1-1 , 3 - 3	(см. (2 3 6 ) ),показанного на схемештриховымилини-
ями:
| у » 1
К '=	(334)
|Яд1 1 ^	+ V

Полагая, что сопротивления, вносимые в контур со стороны антенны и на­ грузки, учтены в эквивалентном сопротивлении контура Z ^ , в соответствии с (3.34) получаем К '= IY21 I |Z3 1, откуда коэффициент передачи всей ВЦ ра­ вен

К = К ^ Г	=	(335)
Величина Y	в соответствии с определением этого параметра находится в

режиме КЗ на выходе эквивалентного четырехполюсника (см. рис. 3.17, а) с

полюсами 1-1, 3 - 3	(рис. 3.17, б); К21 =	1/ЁА		Так как обычно С		< <
« С А, то величина /	^ соСсвЕА и | ^ 211»	ооСсв , откуда для К			(см .(3 3 5 ))
получаем К »	\ Z J n 2 .На частоте резонанса Z			= R и, следовательно,
=						(336)
Так как при емкостной настройке Я э прямо пропорционально со0,						в со­
ответствии с (3.36) К 0 пропорционален со* , т. е. K Q имеет					сравнительно
большую неравномерность в диапазоне частот при перестройке ВЦ.
3.3.3. Одноконтурная входная цепь с индуктивной связью
	с ненастроенной антенной
Эквивалентная схема ВЦ (см. рис. 3.6, в)			приведена на рис. 3.18, а , где
учтены сопротивления потерь катушек связи			и контурной г (остальные обо­

значения соответствуют рис. 3.17, а) .

Как следует из рис. 3.18, а , схема ВЦ содержит два связанных контура: параллельный контур с переменной частотой настройки на частоту сигнала а>0 (L , С) и последовательный антенный контур с постоянной частотой настрой­ ки, определяемой L и СА

1

W0A =	(337)

Коэффициенты передачи К ' эквивалентного четырехполюсника с полюса­ ми 1-1, 3 -3 , показанного на схеме ВЦ штриховыми линиями, и всей ВЦ нахо­ дятся аналогично предыдущему случаю (см. (3 3 5 )). Величина |У}1 |опреде-

ляется в режиме КЗ на выходе эквивалентного четырехполюсника с полюсами 7 - 7 ,3 -3 .

Частота настройки антенной цепи ь>0А выбирается вне рабочего диапазона частот. Поэтому для расстроенного антенного контура можно пренебречь по­

терями в катушке связи/,		. Тогда ток в этом контуре
/А - *	А/ ( / «	+ — ) = j шСа Еа 1(1 - а \ ) ,	(3.38)
		/соСу
где а \ = w 2Z	С. =	А) 2
Электродвижущая сила € , вносимая в контур L ,С из цепи антенны, рав­
на			(3.39)
е = ±ju)MIA ,

где М — взаимная индуктивность связанных общим магнитным потоком це­ пей. Тогда ток

1 «	е/ (со/ ) .			(3.40)
Вводя	относительную взаимную индуктивность т = M/L, из (3.38) —
(3.40) находим |У „ 1=		\h	cjCjjm	и из (3.35) получаем
		-г— =	------ —
	21	1*д |	|1 - а А1
К =	u C K \Z3\mn2			(3.41)
	Ч — АI
На частоте резонанса		со= ш0 для А"ш		(3.41) следует:
	о>0САЯ зтп2			(3.42)
к = к л =		,
		АО
^ *А 0 =	< V “ 0 A

O m ln	о)	Gi)n
	0 m ax	О
	Рис, 3.19
В зависимости от значения а>0А ВЦ с индуктивной трансформаторной
связью может работать в одном из трех режимов:
1) С0дт щ < coQA < cjQmax , что соответствует расположению частоты о ^ А

в рабочем диапазоне. Этот режим не применяется, так как приводит к резко­ му, некорректируемому изменению K Q в рабочем диапазоне coQmin - cj0max

(характеристика 1 на рис. 3.19) ;
2) °°оа	^ ^Ошах “ режим укороченной антенной цепи, так как послед­
няя настроена на длину волны XQA более короткую, чем длина волны сигнала
X Частным	случаем этого режима является режим большого укорочения
(«'п0А » с о 0). Тогда c*J0/co0A « 1, и из (3.42) следует: KQ		со0САЛэт и 2

что качественно повторяет зависимость K Q от частоты для емкостной связи с большой неравномерностью передачи ВЦ в диапазоне перестройки. При умень­ шении величины coQА , как следует из (3.42), эта неравномерность увеличива­ ется, что объясняется сближением частот настроек контуров (характеристики семейства 2 на рис. 3.19);

3) со0А < coQmin - режим удлиненной антенной цепи, так как последняя настроена на длину волны Х0А , превышающую длину волны сигнала X . Част­ ным случаем этого режима является режим большого удлинения (COqA «

<<со0). Тогда CJ0/	G;0A »	1 и из (3.42) следует:
CaR со* а /и л.
А э	ОА 2	« const	(3.43)
Кп « -------------------
0	0Jо

Таким образом, в режиме большого удлинения коэффициент передачи ВЦ на резонансной частоте практически не зависит от частоты настройки контура. Однако величина KQ при этом мала, так как мала частота о>0А в (3.43) .По­ этому следует увеличивать coQA так, чтобы удовлетворять условию относи­

тельно небольшой допустимой неравномерности		частотной	характеристики
* 0 (со0)	ПРИ достаточно большом коэффициенте передачи		(см. семейство
кривых 3	на рис. 3.19). Обычно выбирают coQA «	(0,5-0,7) co0min
Возможна комбинация внешнеемкостной и		индуктивно-трансформатор-

ной связи в режиме удлинения (см. рис. 3.6, г) . В этом случае из-за различия характеров частотных зависимостей /Г0 (со0) двух одновременно используе­ мых видов связи обеспечивается взаимная коррекция этих зависимостей (ха­ рактеристика 4 на рис. 3.19).

Требуемый режим работы антенной цепи достигается выбором индуктив­ ности связиL при заданной емкости Сд антенны.

3.4. Особенности работы входной цепи с разными типами антенн

3.4.L Работа входной цепи с ненастроенной антенной

Величины связей фильтрующей цепи с антенной и нагрузкой в этом случае не могут быть большими и должны выбираться с учетомхледующих требова­ ний: а) большой величины коэффициента передачи; б) малого шунтирования контура ВЦ со стороны антенны и нагрузки; в) малого влияния на ВЦ деста­ билизирующих факторов: смены антенны, изменения параметров нагрузки Ун идр.; г) конструктивной осуществимости.

При согласовании ВЦ со стороны антенны (см.,п. 3.2.2) достигается мак­ симум выходного напряжения. Однако при этом в два раза увеличивается эк­ вивалентная проводимость контура и во столько же раз уменьшается эквива­

лентная добротность. Для ослабления шунтирующего действия антенны на ВЦ следует уменьшить связь до половины оптимальной (так называемая наивы­ годнейшая связь), когда добротность и коэффициент передачи ВЦ изменяются не более , чем на несколько десятков процентов сравнительно с предельно до­ стижимыми величинами.

В зависимости от относительного изменения параметров антенны и нагруз­ ки ВЦ (входной проводамости первого усилительного прибора) может потре­ боваться, чтобы величина связи стала еще более слабой. Это характерно для транзисторных усилителей, которые могут иметь относительно большие раз­ бросы входной емкости и проводимости.

Величина реактивного сопротивления, вносимого в контур ВЦ из антенны,

Х 1вХ А

в соответствии (3.10) равна ДА" ------------— .Для используемого на практи-

\zA\

ке случая расстроенного антенного контура IZA | « Х А			Тогда, например, при
			о .
индуктивной трансформаторной связи (X			со~ЛГ
		соМ) величина jL X = —/
.	и 2М 2	OJ 2M 2C.	X А
		A
		2
J U	L - 1 / G J С . ~~ 7С° ^ ЭКВ , Г Д е L *K B	а А

На частоте резонанса со0

L	=	(3.44)
	«АО- 1
ГДе аАО =	< V “ oA
Эквивалентная индуктивность Ьэкв		отражает расстройку контура из-за

влияния антенной цепи, что обусловлено изменением магнитного потока в ка­ тушке L . Индуктивность Ь экв невозможно точно компенсировать при регу­ лировке диапазонного РПУ в процессе его изготовления, так как эта величина зависит от многих факторов (3.44) : частоты настройки ВЦ со0 , а также от час­ тоты со0А , которая при смене антенны может значительно изменяться. Поэто­ му единственным способом уменьшения влияния смены антенны является до­ пустимое ослабление связи контура ВЦ с антенной, т. е. уменьшение М / Ана­

лизируя	общий случай		нахождения возможных значений			CJQA в пределах
“ OAmin -	“ oAmax	Для перекрываемого частотногодиапазона w0rnin - a)0max,
нетрудно показать, что коэффициент связи К m =					должен быть выбран
не более
	/	Д /	(а А02	(ДА01 ^
к с в < 2 ' /		7	в 3	’
г д е а А 01	= w 0 m i n H A m ax; в А02 "			w 0m ax/ w 0A m in’ А /^ о	"	Д о п у ст и м о е о т -

носительное изменение резонансной частоты ВЦ при смене антенны. Как было указано, величина Д/ < # /2 ,гд е П —полоса пропускания ВЦ.

Для случая трансформаторной связи следует учитывать максимальную конструктивно реализуемую связь во ВЦ. Коэффициент < 0,4 не требует использования специальных видов намотки, сердечников и легко реализуется, а коэффициент К « 0,5-0,95 требует усложнения конструкции катушки, специальных видов намотки и сердечников (например, с замкнутым магнитопроводом). Емкость С.в в случае внешнеемкостной связи на ДВ, СВ, КВ при­ нимается равной единиц —десятков пикофарад.

3.4.2. Работа входной цепи с настроенной антенной

Работа РПУ с настроенной и несменяемой антенной позволяет реализовать наивыгоднейший режим работы ВЦ — рёжим согласования, что обеспечивает наибольший возможный коэффициент передачи (см. (3.18)) и отсутствие отражения энергии сигнала от входа РПУ. Последнее необходимо, например, в случае телевизионных РПУ, где отражение может существенно повлиять на ка­ чество изображения.

Рассмотрим использование индуктивной трансформаторной связи (рис. 3.20). Для данного случая, требуемая величина оптимальной связи мо­ жет оказаться конструктивно трудно осуществимой. Вследствие этого пред­

ставляет интерес исследование возможностей уменьшения	при выполне­
нии условия согласования ВЦ с антенной.

В соответствии с п. 3.2.2 и рис. 3.14, б условие согласования одноконтур­ ной ВЦ с антенной имеет вид

		-	СН + Ск						<3-45>
	где GK = 1/Л к = l/Q j) =						1/Ок ш01
	Значение G'A			определяется вносимым в контур ВЦ сопротивлением (см.
	(ЗЛО))	д R A = -			СВ		-R A	и м ож ет быть оп р ед ел ен о в соответствии с вы-
				\Z .		|2
				‘	А	1	М .
	раж ени ем GA			ДОА
			=	___ А. -			— г ~	. П рен ебрегая потерям и в к а туш к е св язи , на-
					р 2		ш 2Д 2
	ходим квадрат модуля сопротивления:
		lZ K * ~ R \ +							( 2 А 6 )
	Так как для трансформаторной связи X = oiQM , вводя коэффициент
	связи	= M	/ V T T , из (3.45), (3.46) можно получить
		К	=	V	(	слоL св		Л А ч	(3.47)
							R ~	Г Г ) е -
		СВ opt
	где QK —конструктивная добротность контура ВЦ.
	Анализ (3.47)				показывает, что зависимость К а opt от				имеет
	минимум: К		. = V			2/0 . Отсюда следует, что при малой добротности кон-

тура, т. е. широкой полосе пропускания ВЦ, выполнение оптимальной связи встречает затруднения. Однако, в случае большой добротности, т.е. узкой по­ лосы пропускания ВЦ, величина /С ^ « 1 и оказывается реализуемой. Для диапазонных РПУ расчет в соответствии с (3.47) следует проводить на од­ ной из частот (обычно средней частоте диапазона), вследствие чего несоответ­ ствие (3.47) на других частотах приводит к погрешности согласования.

З А З . Работа входной цепи с магнитной антенной

Магнитная антенна (МА) находит широкое применение на умеренно высо­ ких частотах, особенно на ДВ и СВ, Конструктивно она выполняется в виде ка­ тушки, намотанной на сердечнике из ферромагнитного материала (обычно