резистор Яд в схеме рис. 9.6, в ограничивает влияние вы­ ходного сопротивления источника входного сигнала уси­ лителя на частоте квази резонанса Г-образного четырехпо­ люсника.

9.4. АКТИВНЫЕ ДС-ФИЛЬТРЫ

Фильтр — это электрическая схема, рассчитанная на пропускание электрических сигналов в определенной поло­ се частот и подавление их за пределами этой полосы. Цепи фильтрации могут быть пассивными и активными. Пассив­ ные содержат только пассивные элементы — резисторы, конденсаторы и катушки индуктивности. Активные фильт­ ры включают в себя наряду с резисторами, катушками ин­ дуктивности и конденсаторами транзисторы и операционные усилители. Эти фильтры были выделены в отдельный класс схем — активные RC-фильтры в связи с переходом к ин­ тегральной технологии производства электронных схем. Активные ЯС-фильтры строятся на основе ОУ, в цепи об­ ратной связи которых включаются резисторы, конденсато­ ры и аналоги индуктивностей (искусственные индуктив­ ности), выполняемые с помощью резисторов, конденсато­ ров и ОУ. Теория активных ЯС-фильтров разработана в настоящее время достаточно полно.

9.4.1. Общие сведения

Существует четыре типа активных ЯС-фильтров: фильт­ ры нижних частот (ФНЧ), фильтры верхних частот (ФВЧ), полосовые фильтры (ПФ) и режекторные фильтры (РФ).

Фильтр нижних частот представляет собой схему, на­ пряжение на выходе которой неизменно от частоты о = О до частоты среза со0. По мере увеличения частоты сигнала сверх (ос выходное напряжение уменьшается. На рис. 9.7, а представлена частотная характеристика ФНЧ. Сплошная линия соответствует идеальному фильтру. Пунктирные ли­ нии показывают частотные характеристики реальных ФНЧ.

Диапазон частот, в котором сигнал проходит через ФНЧ без ослабления, называется полосой пропускания. Частоты, на которыхпроисходит ослабление сигнала, называются полосой заграждения. Частоту среза со0 иногда называют

частотой перегиба или излома характеристики |она опреде-

К0 \

ляется на уровне 0,707 К0 или на уровне

).

Для практической реализации активных #С-фильтров недостаточно знать выражения для их амплитудно-частот­ ных или фазочастотных характеристик. Наиболее полную информацию несут в этом смысле так называемые передаточ­ ные функции фильтров, т. е. выражения для коэффициентов передачи схемы в общем виде. Например, исследования по-

У )

Полоса I	ч	полоса		Полоса	! л * ----------
пропускания1Я	Кг^заграждения			заграждения Полоса пропускания
~	\	\	О		1
О	-------з.			/ J			f
fc					f t
а						f
К					Полосазагрткдения
Полоса пропускания				Полоса	\	Полоса
!	\			пропускания		пропускания
		Полоса	,	—------
полоса „,					\	/
заграждения		заграждения
fH fpо ft					\	/
					Ь	fp ft	f

Рис. 9.7. Частотные характеристики активных #С-фильтров

казали, что для получения характеристики, представлен­ ной на рис. 9.7, а. ФНЧ должен описываться передаточной функцией вида

	к < а - ь^ Л р + ь. »	(9Л0>
где а0, &2,	Ь0 — положительные коэффициенты,	опреде­
ляемые элементами цепи обратной связи ОУ; р =		/со —
комплексная	частота.

Фильтр верхних частот ослабляет выходное напряже­ ние на всех частотах ниже частоты среза сос. Выше сос ам­ плитуда выходного напряжения постоянна. Частотная характеристика ФВЧ приведена на рис. 9.7, б. Сплошной линией показана идеальная характеристика, а пунктирны­ ми — характеристики реальных ФВЧ. Исследования пока­ зали, что для получения характеристики, приведенной на рис. 9.7, б, ФВЧ должен описываться передаточной функ­ цией вида

к < Р > - 1 ^ Х + ь0

<911>

Полосовой фильтр, так же как и избирательный усили­ тель, пропускает сигнал только в определенной полосе час­ тот и ослабляет их за пределами этой полосы.

ill

Частотная характеристика ПФ приведена на рис. 9.7, в (идеальная показана сплошной линией, реальная — пунк­ тиром). Исследования показали, что для получения харак­ теристики такого вида, ПФ должен обладать следующей передаточной функцией

К (р) =	gi	(9.12)
	^2Р2 + &\Р + Ь0

Рис. 9.8. Принципиальные схемы активных /?С-фильтров

Кроме того, полосовым фильтром будет являться также схема, передаточная функция которой имеет вид [27]

	а2р2+	Q\P + Q0	(9.13)
	К (Р) = ^2Р2+	^ 1Р+ Ь0

при выполнении условий а0 = b0\ b2 = 1; Ьх <£ аг. Режекторный фильтр ослабляет выходное напряжение

в пределах некоторой полосы частот и пропускает напря­ жение за пределами этой полосы. Частотные характерис­ тики идеального РФ представлены на рис. 9.7, г. Исследо­ вания показали, что для получения характеристики ука­ занного вида, РФ должен описываться передаточной функ­ цией

=

(9J4>

На практике схемы РФ с такой передаточной функцией, как правило, имеют сложную структуру. Поэтому чаще вы-

полняются схемы, имеющие передаточную функцию вида

(9.13), в	которой bу	av		и РФ
Примеры возможных реализаций ФНЧ, ФВЧ, ПФ
показаны соответственно на рис. 9.8 [19; 27].
9.4.2.	Влияние параметров активного		В С -фильтра
	на вид частотной характеристики
Вид	частотной	характеристики (ЧХ)	активного	RC-

фильтра (Л^С-фильтра) зависит от параметров цепи обрат­ ной связи и операционного усилителя, которые определя­ ют величину коэффициентов а( и bt передаточной функции. Очевидно, что передаточные функции (9.10) — (9.12) и (9.14) являются частным случаем передаточной функции (9.13) при равенстве нулю некоторых коэффициентов а(.

Частотная характеристика К (со) схемы с передаточной функцией К (р) определяется следующим выражением [19]: К (со) = |К ( р ) |Р=/ш.

Следовательно, выражение для ЧХ Л^С-фильтра с пе­ редаточной функцией (9.13) будет иметь вид

(а0 +	а2и>2)2+	а?со2
К (со) =	со2)2 +	(9.15)
(Ь0—		^соа

Исследование на экстремум этого выражения показы­ вает, что ЧХ ARC-фильтров, описываемых передаточнь|ми функциями (9.10) — (9.14), кроме экстремума в точке со =

=0 имеют еще два экстремума в точках со01 и со02.

Эти частоты являются частотами квази резонанса ак­ тивного фильтра. После соответствующих преобразований

[16] для них можно получить
		Юог.	= V b0( Y		в ±	v в* + с) ,	(9.16)
где о)н =		"[/	— частота	нуля		передаточной	функции
[27];	соп =	УТ0— частота		полюса		передаточной	функции
[27];	Q„ =	<0"аг-----добротность			нуля передаточной функ-
ции	[27];	Qn =	---------добротность			полюса передаточной

функции		[27]; п =	а*ьо	А =	~ 2~ ; В =
				Ql	1 — 2Q „
К	Qn	. ft2 — > .	_	пг — пА
**	1 — 2Q2n	1 — nA ’	~~	i — nA *

Очевидно, что наличие одного или двух экстремумов частотной характеристики (или отсутствие таковых) зави­ сит от величины и знака коэффициентов А, В, С и соотно­ шения между величинами В2 и С. Если

	С -		^ZnA		>	0,	О-17)
то решением этого выражения являются неравенства
j	0 < л		<	1			(9.18)
I	А <	л		или	А > —
V						п
и	л >
			1
	Л <		—	или		Л > л .
	^		п
Следовательно,	при	А <		0 независимо			от величины А

и соотношения между В2 и С для любого значения п ARC- фильтр будет иметь только один экстремум частотной ха­ рактеристики. Если

		П1 ~ п А		< ° '	О-20)
то решением этого выражения являются неравенства
( 0	<	л <	1
| л >		Л	или	Л < - i -
и	f	1 <	Л
	i n				(9-22)
При В < 0 или	В2 <. С частотная				характеристика" не
имеет ни одного экстремума. Если В >					0 и В2 > С, то час­

тотная характеристика Л/?С-фильтра будет иметь два эк­

стремума. Следует отметить однако,	что если добротность
2	V2	то даже при вы­
полюса передаточной функции Qn <

полнении неравенства (9.20) не существует ни одного эк­ стремума ЧХ. Полученные условия существования экстре­ мумов ЧХ (или частот квазирезонанса Л^С-фильтра) могут быть проиллюстрированы графически.

Рассмотрим систему координат, в которой по оси абс­ цисс откладываются значения Ql, а по оси ординат — Qn.

Построим в этой системе координат зависимость Q„ = / (А,

QH) для различных значений коэффициента А (рис. 9.9). Разделим всю рассматриваемую область координат на

четыре части прямыми Q„ — у и Q„ = у и пронумеруем по­

лученные области порядковыми цифрами от одного до че­ тырех. Из системы неравенств (9.21) и (9.22) следует, что в области 3 частотная характеристика Л/?С-фильтра, т. е.

	функция		(9.15)	вообще			не	имеет
	экстремума. В областях 1 и 4, как
	следует из выражения для коэффи­
	циента А из примечания к (9.16),
	величина		А <	0.	Следовательно,
	согласно (9.18) и (9.19), для							любых
	значений коэффициента п в этих об­
	ластях будет иметь					место только
	один	экстремум			ЧХ, т. е.			ARC-
	фильтр обладает только одной ча­
	стотой	квазирезонанса,					отличной		Рис. 9.9. Номограммы для
	от нуля.		В области			2	возможно		определения	вида частот­
	существование			одного			или	двух	ной характеристики AR С-
									фильтра
	экстремумов ЧХ. Согласно нера­
										9.9), со­
	венствам		(9.21)	и	(9.22), если точка М (рис.

ответствующая заданным значениям Qn и Q„ передаточной функции конкретного Л/?С-фильтра, находится между кри­

выми Q„ = / (A, QH), построенными для случаев А — п и

А = -i-, то ЧХ имеет два экстремума и следовательно,

Л/?С-фильтр имеет две частоты квазирезонанса, отличных от нуля. Если точка М находится за пределами области,

ограниченной кривыми А = п и А = у , то схема имеет только

один экстремум ЧХ.

Таким образом, зная параметры А 7?С-фильтра (а имен­ но — частоту полюса передаточной функции юп и его доб­ ротность Q„, частоту нуля передаточной функции <он и его

добротность Q„) построив семейство кривых Q„ = / (А, Ql) для различных значений коэффициента А, сравнительно легко определить по полученным номограммам вид частот­ ной характеристики фильтра, а также характер изменения ЧХ при вариациях нескольких или одного параметров схемы.

Из выражения (9.16), приравняв нулю некоторые коэф­ фициенты at> можно получить выражения для частот

квазирезонанса Л^С-фильтров. Для предаточных функций (9.10) — (9.13) эти частоты равны соответственно:

	— /	ь2	\ ~	(9.25)
	ш0 = 1 / Ц	1 - ~	]
			2	(9.24)
	<о0 =	V K		(9.25)
©о = V ь0	— 1 + | /	1 + b°	+ - jr (2Ь° ~	$ ) •
				(9.26)
9.4.3. Взаимное преобразование активных
	/?С-фильтров
Существует большое число		методов проектирования ак­

тивных /?С-фильтров. Один из простых формализованных методов состоит в непосредственном преобразовании из­ вестного или синтезированного каким-либо способом ком­ плекта схем одного типа в семейство схем, выполняющих другие функции. При этом можно исключить целый ряд этапов проектирования нового семейства схем.

Если в конкретной схеме Л/?С-фильтра выход одного ОУ, совпадающий с выходом цепи, подключить к узлу, со­ держащему выход любого другого ОУ, а его, соответствен­ но, ко входу цепи, то передаточная функция новой схемы будет обратна исходной [19]. Следовательно, если схемы обладают взаимообратными передаточными функциями, как например, полосовые и режекторные фильтры с передаточ­ ными функциями вида (9.13), то при переключении входов и выходов в схемах одного типа можно легко получить се­ мейство схем второго типа.

Например, для получения из полосового фильтра (рис. 9.10, а) [19] режекторного фильтра (рис. 9.10,6) не­ обходимо выход второго ОУ (DA2) отключить от выхода схе­ мы (узел 6) и подключить к узлу 4, а выход первого ОУ (DA1) отключить от узла 4 и подключить ко входу схемы (узел /).

Указанный метод может быть применен не только для проектирования Л#С-фильтров, но и использован привза-

имиых преобразованиях логарифмических и антилогарифмических усилителей, дифференциаторов и интеграторов и т. п.

Следует отметить только, что это преобразование при­ менимо к схемам, содержащим ОУ на выходе. В тех случа­

ям

RJ

R5

Рис. 9.10. Взаимное преобразование селективных и режекторных фильтров

ях, когда выходной сигнал цепи снимается не с выхода ОУ, а с любого другого узла схемы, необходимо включить на выходе дополнительный ОУ в режиме повторителя напря­ жения (рис. 8 .2 , г, <?).

9.4.4.Активный RC -фильтр

смногоконтурной обратной связью

Широкое распространение получили схемы, позволя­ ющие на одной структуре реализовать различные фильтры путем изменения положения конденсаторов и резисторов, включаемых в цепь обратной связи ОУ

Структурная схема одного из таких фильтров представ­ лена на рис. 9.11, а. Каждая из проводимостей Y { в реаль­ ной схеме будет представлять собой пассивный элемент-ре­ зистор или конденсатор. Найдем передаточную функцию схемы К

к = - ^ .

(9.27)

Для принятых направлений мгновенных значений то­ ков и напряжений по второму закону Кирхгофа для вход­ ной цепи можно записать

и 1 = Т Г + и »

(9.28)

где I±== 12 ~\~

/ 4 .

Воспользовавшись принципом «мнимой земли», получим

и » =

= \ ; Л = Y2Ut; /, = Y3Ut; и = Y4 (U2 - и „У,

и г = - ^ - и й.

Подставив полученные выражения в (9.28) и, определив Ult из выражения (9.27) найдем

К = —	Y I Y 2	(9.29)
	К5 (К1+ Y2 + КЗ + Y 4) + КЗК4

Рис. 9.11. Структурная и принципиальные схемы активных /?С-филь- тров с многоконтурной обратной связью

Знак минус показывает, что выходное напряжение сдвинуто относительно входного на 180°.

Определим, вместо каких элементов Yi следует вклю­ чать резисторы, а вместо каких — конденсаторы для реа­ лизации ФВЧ, ФНЧ или ПФ. Для этого сравним полу­ ченную передаточную функцию (9.29) схемы с общими пе­ редаточными функциями фильтров (9.10) — (9.12).

Фильтр нижних частот. Сравнив функцию (9.10) с функцией (9.29), нетрудно видеть, что так как числитель функции реальной схемы не должен зависеть от комплекс­

ной частоты р у то следовательно элементы YI и Y3	долж­
ны быть чисто активными и вместо них должны	быть

включены резисторы, имеющие проводимость G1 и G3. Для получения в знаменателе слагаемого, зависящего

от р2у элемент Y 5 должен быть конденсатором и, кроме того, конденсатором должен быть один из элементов Y lf стоящих в скобках в знаменателе выражения (9.29). Ана-

яиз показывает, что элемент К4 должен быть резистором, т. к. в противном случае не удастся получить слагаемое, вависящее от р. Следовательно конденсатором должен быть элемент К2.

Итак, элементы в схеме должны быть выбраны следу­ ющим образом Y 1 = Gl; Y2 = рС2\ КЗ = G3; К4 = G4; К5 = рС5.

Принципиальная схема полученного ФНЧ приведена на рис. 9.11, б.

Фильтр высоких частот. Сравнение передаточных функ­ ций (9.11) и (9.29) показывает, как нетрудно убедиться, что элементы схемы в этом случае должны быть выбраны

следующим	образом К1 = рС 1; К2 = G2; КЗ = рСЗ\
К4 = рС4;	К5 = G5.

Принципиальная схема ФВЧ приведена на рис. 9.9, в. Полосовой фильтр. Сравнение передаточных функций (9.12) и (9.29) показывает, что полосовой фильтр может быть реализован четырьмя вариантами сочетаний резис­

торов	и	конденсаторов в цепи	обратной связи	схемы
рис. 9.8,		а. На практике чаще всего применяется		схема
ПФ, приведенная на рис. 9.9, г, в которой элементы				цепи
обратной		связи выбраны следующим образом К1 = G1;
К2 =	G2;	КЗ = рСЗ; К4 = рС4;	К5 = G5.

Одним из самых важных свойств активных /?С-фильт- ров является чувствительность их параметров к изменению сопротивления и емкостей входящих в них элементов. Свойства различных #С-фильтров, в том числе их чувст­ вительность, достаточно подробно рассмотрены в [27].'

0.4.5. Универсальный активный ПС -фильтр

Применение на практике схем, подобных рассмотрен­ ным в 9.4.4, позволяет существенно улучшить эксплуата­ ционные характеристики электронных устройств — тех­ нологичность, коэффициент унификации. Можно еще более унифицировать устройство, если применить в нем уни­ версальную структуру, которая может выполнять функ­ ции всех типов фильтров (ФНЧ, ФВЧ, ПФ, РФ) при не­ значительных в ней изменениях. Такими изменениями могут быть, например, разрывы одного или нескольких про­ водников. При изготовлении такой структуры в микро­ электронном исполнении выбор того или иного типа фильт­ ра осуществляется так называемым «выжиганием» (свое­ образным программированием микросхем) определенных

С хем ы ф и л ьтр о в						П е р е
	аЪ |	al	cd	се	1
						1
ПФ	+	—	+	—	+	—
РФ	—	+	+	—	+	—
ФВЧ	+	—	—	+	+	—
ФНЧ	+	—	—	+	—	‘ 1-

перемычек. Одна из возможных универсальных структур активных /?С-фильтров представлена на рис. 9 . 1 2 .

Порядок изменения соединений в схеме универсальной структуры для получения различных фильтров приведен в табл. 1 .

Рис. 9.12. Принципиальная схема универсального ЛРС-фильтра

Передаточные функции фильтров типа ПФ, РФ, ФВЧ и ФНЧ, реализованных на основе универсальной струк­ туры (рис. 9.11), имеют вид соотвественио

	1
	C \ R \
	1
C \ C 2 R \ R 2 _ \	Р г + р [ C \ R \

1

+C \ R 2 • ) +

1

+C \R 2

_ * 1 . _ L _ ) +		1		(9.30)
			■]} =
R4	C2R2 ) ^ C \ C 2 R \ R 2
		1	R3	1

К (р) =

да- {[/>2 + Р (-сТрГ + C IR 2

R4 ~C2R2) +

мычкн

hg	hk	on	от		рп	|	рт	| till		т е
—	+	+	—		—		+	+		—
—	+	+	—		—		+	—		+
—	+	+	—		—		“Г	+		—
							1
+	—	—	+		+		—	+		—
	1	р2 + р ( C\Ri			C\R2 )
C\C2R\R2							'	CIC2RXR2 ] J 1
к	(/>) =	R3	{;>=/[?’ +			1		1
		Д5				4 C\R\		C\R2
		R3	1		+	1				(9.32)
		R4	* C\R2			CIC2RIR2 ])
						1			+	l
К (P) -	R4 ( CiC2RiR2 I			P2	+ P ('			C1R2		CIR5
		. C\C2R\R2		p + р\ст
		R3	1		+	l				(9.33)
		R4	C2R2			CIC2RIR2 ]}•

Контрольные вопросы и упражнения

1Объясните назначение элементов схемы, приведенной на рис. 9.1, б.

2.Чему равна индуктивность катушки, которую нужно подключить к конденсатору емкостью С = 50 пФ в схе­ ме, приведенной на рис. 9.1, а, если частота генерируе­ мых колебаний 2,5 МГц.

3.Постройте схему на полевых транзисторах резонанс­ ного усилителя с параллельным колебательным кон­ туром и поясните назначение элементов.

4.Постройте схему на полевых транзисторах избиратель­

ного усилителя с	Г-образным /?С-четырехполюсником
в цепи обратной	связи и поясните назначение эле­
ментов.

5.Постройте все четыре возможные схемы полосового фильтра на основе активного /?С-фильтра с многокон­ турной обратной связью, приведенной на рис. 9.11, а.

Г л а в а 10

ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ

10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ

Электронными генераторами называются устройства, преобразующие электрическую энергию источника постоян­ ного тока в энергию электрических колебаний заданной формы и частоты. Форма генерируемых колебаний может быть различной. Генераторы, вырабатывающие колебания синусоидальной формы, называются генераторами синусои­ дальных или гармонических колебаний. Если форма колеба­ ния отличается от синусоидальной (прямоугольная, тре­ угольная, пилообразная и т. п.), то генераторы называются импульсными или релаксационными генераторами.

По принципу управления их работой различают генера­ торы двух типов — генераторы с независимым (внешним) возбуждением и генераторы с самовозбуждением (автогене­ раторы или генераторы в автоколебательном режиме).

Строятся генераторы колебаний синусоидальной формы на основе усилительных устройств, в выходной цепи кото­ рых, либо в цепи обратной связи включают частотно-зави­ симые элементы. В качестве таких элементов могут приме­ няться колебательные LC-контуры либо частотно-зависи­ мые RC-цепи. В первом случае схемы называются LC-гене-

раторами, а во втором — RC-генераторами.

10.2.LC -ГЕНЕРАТОР

СНЕЗАВИСИМЫМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ

На рис. 10.1, а приведена принципиальная схема LC-re- нератора с независимым возбуждением. Этот генератор не отличается от известных схем резонасных усилителей с параллельным колебательным контуром. Однако, в отли­ чие от резонансных усилителей, здесь требуется обеспече­ ние в нагрузке значительной мощности сигнала. Это может быть достигнуто применением мощных транзисторов, вклю­ чаемых чаще всего в режиме С, при достаточной величине

входного	сигнала	возбуждения.
Смещение V06		обеспечивается делителем напряжения
R 1, R2.	[/0б выбирается таким образом, чтобы рабочая точ­

ка О лежала левее начального участка сквозной характерис­ тики каскада (рис. 10. 1, б). Из этого рисунка видно, что

мгновенное значение напряжения на базе состоит из напря­ жения смещения и напряжения сигнала и0 = U0б — Umб X X cos со/. Кривая выходного тока имеет вид кратковременных импульсов с максимальной величиной /Кшах и длитель­ ностью 20 < л. Разложение в ряд'Фурье дает возмож­ ность представить коллекторный ток каскада в виде суммы

*,< = Л к 4- l\m cos СО/ + /2т COS 2(0/ + .... ГДв	/ок, Лт,
hm.... — постоянная составляющая и амплитуды	первой,

второй и т. д. гармонических составляющих коллекторно­ го тока.

Колебательный контур в цепи коллектора настраивает­ ся на частоту первой гармоники коллекторного тока с амп­

литудой 1\т.		Тогда мгновенное			значение напряжения на
коллекторе		транзистора		будет	определяться	ик = Ек +
+	Um cos <в/, где		Um =	hmRo — амплитуда		напряжения
на	контуре;	R0 =	---- активное сопротивление контура

для первой гармоники; R — активное сопротивление потерь в контуре.

Таким образом, несмотря на импульсный характер тока коллектора, выходное напряжение схемы изменяется по синусоидальному закону. Физически это объясняется

наличием колебательного процесса в контуре. Импульсы кол­ лекторного тока позволяют восполнять потери энергии в контуре и сделать колебания незатухающими.

Максимальное значение тока коллектора /КШах можно определить графически по семейству выходных статических характеристик транзистора (рис. 10.1, в). Если известно максимальное напряжение на базе Об max = U0e— Umб, то так как напряжение на коллекторе транзистора, вклю­ ченного по схеме с общим эмиттером, сдвинуто по фазе от­ носительно базового на 180°, на коллекторе будет действо­ вать минимальное UKпип = UM— Ек.

Форма импульсов коллекторного тока зависит от динами­ ческого режима работы генератора. Различают три динами­ ческих режима: недонапряженный, когда рабочая точка А лежит на линейных участках выходных статических характеристик транзистора (правее показанной на рис. 10.1, в), критический, когда рабочая точка А лежит на нелинейных участках характеристик (как показано на рис. 1 0 . 1 , б) и перенапряженный, когда рабочая точка А перемещается левее показанной на рис. 10.1, в. Последние два режима сопровождаются заметными искажениями фор­ мы коллекторного тока и их на практике стараются из­ бегать.

Основные энергетические показатели LC-генератора о независимым возбуждением определяются по таким же формулам, как и для трансформаторного однотактного уси­ лителя мощности (5.2.1), к. п. д., генератора может дости­ гать значений 80...85 %.

10.3. УСЛОВИЯ САМОВОЗБУЖДЕНИЯ АВТОГЕНЕРАТОРА

В генераторах с независимым возбуждением управление осуществляется электрическими колебаниями, поступающи­ ми от источника входного сигнала. В автогенераторах управ­ ление работой схемы происходит за счет обратной связи.

Структурная схема автогенератора, приведенная на рис. 1 0 .2 , а, состоит из усилителя с коэффициентом усиле­

ния К и цепи обратной связи с коэффициентом передачи р. Как следует из 2.3, самовозбуждение схемы с обратной связью происходит при наличии положительной обратной связи. Коэффициент усиления усилителя определяется вы­ ражением (2.7).

Так как коэффициент усиления усилителя и коэффици­ ент передачи цепи обратной связи в общем случае являются

величинами комплексными,				т. е.	К = Ке/Фк и Р = ре/фР,
то	коэффициент усиления		схемы		Ку будет равен
				Ке/Фк
		1	_	крв/(Фк+фЗ)
	Самовозбуждение	схемы		произойдет,		как указывалось
в	2.3, когда коэффициент			усиления Ку		будет	стремить­
ся	к бесконечности,	т. е.		когда знаменатель			последнего

Рис. 10.2. Структурная схема и характеристики автогенератора

выражения	стремится к нулю: 1	— КРе/(Фк+ф/3) = 1 — К Р х
х cos (фк +	срр) + /КР sin (фк +	фр) = 0. Последнее равен­

ство будет иметь место при выполнении двух условий. Первое условие можно получить приравняв нулю мни­

мую часть этого равенства. Э о условие, называемое усло­

вием	баланса	фаз, записывается как Ф = Фк + Фр = 2пп
(л =	0 , 1 , 2 ,	...).

Второе условие получаем приравняв нулю действитель­ ную часть равенства и учитывая условие баланса фаз. Это условие'носит название баланса амплитуд Рк = 1 . Усло­ вие баланса фаз показывает, что для самовозбуждения уси­ лителя в схеме должна быть введена положительная обрат­ ная связь.

Условие баланса	амплитуд, которое в более общем
случае записывается	как РК	1 , показывает, что для су­

ществования автоколебательного процесса, ослабление сиг­ нала, вносимое цепью обратной связи, должно компенси­ роваться усилителем.

Если в начальный момент РК > 1, то появившееся по какой-либо причине на входе усилителя малое напряжение (например, при включении источника питания схемы) уси­ ливается в К раз усилителем, ослабляется в р раз цепью обратной связи и поступает на вход усилителя в той же фа­ зе, но с большей амплитудой. Амплитуда сигнала на выхо­ де растет. По мере роста амплитуды выходного напряжения генератора коэффициент усиления усилителя К начинает уменьшаться, т. к., как следует из 1.4.9, при больших вход­ ных напряжениях амплитудная характеристика усилителя имеет нелинейный участок. Как только произведение РК становится равным единице, амплитуда выходного напряже­ ния фиксируется на постоянном уровне.

Для того, чтобы условие баланса фаз и условие баланса амплитуд выполнялись только для одной заданной частоты, необходимо обеспечить частотно-избирательный характер коэффициента усиления усилителя или коэффициента пере­ дачи цепи обратной связи. Процесс развития и установле­ ния колебательного процесса в схеме генератора (при усло­ вии выполнения баланса фаз) можно пояснить с помощью графических построений на амплитудных характеристиках

усилителя и цепи обратной связи.		усилителя схемы на
Амплитудная характеристика
рис. 1 0 .2 , а	представляет собой	зависимость	(/вых =
= F ((/вх), а амплитудная характеристика цепи обратной
связи Uoo =	F (Uвых). В общем случае амплитудная		харак­

теристика цепи обратной связи нелинейна, но по сравне­ нию с амплитудной характеристикой усилителя, этой не­ линейностью можно пренебречь и считать зависимость Uoc = F (t/вых) прямой линией. Форма амплитудной харак­ теристики усилителя определяется нелинейностью харак­ теристик транзисторов и положением рабочей точки на сквозной характеристике каскада. Если рабочая точка вы­ брана в середине прямолинейного участка сквозной характе­ ристики, то амплитудная характеристика усилителя имеет вид кривой 1 на рис. 10.2, б. Если же рабочая точка выбра­ на в начале нелинейного участка сквозной характеристики, то амплитудная характеристика имеет вид кривой 1 на рис. 1 0 .2 , а.

Рассмотрим графики рис. 10.2, б. Если амплитудная ха­ рактеристика цепи обратной связи (линия 2) расположена выше амплитудной характеристики усилителя, то при появлении по какой-либо причине на входе усилителя не­ большого напряжения t/BXi этот сигнал усилится в К раз

усилителем, ослабится в Р раз цепькГобратной связи и на вход усилителя с цепи обратной связи поступит сигнал Uoc\ с амплитудой меньшей первоначального значения t/вхь в результате чего выходное напряжение уменьшится и т. д. В схеме произойдет затухание колебаний.

Если же амплитудная характеристика цепи обратной связи проходит так, как линия 3, то при появлении на входе усилителя некоторого напряжения t/ BX2 на выходе схемы появится напряжение с нарастающей амплитудой (этот режим работы соответствует условию РК > 1). Рост амплитуды выходного сигнала прекратится при достиже­ нии точки А, которая соответствует условию рК = 1.

Из рис. 10.2, в следует, что автоколебания развиваются при воздействии на вход усилителя бесконечно малых сигна­ лов, которые всегда имеются в напряжении шумов при под­ ключении схемы к источнику питания.

Режим работы автогенератора, определяемый амплитуд­ ными характеристиками У и 3, называется режимом мягко­ го самовозбуждения.

Если амплитудная характеристика усилителя имеет вид кривой 1 (рис. 1 0 .2 , в), то наибольший интерес представля­ ет режим работы, определенный взаимным расположением этой амплитудной характеристики и амплитудной харак­ теристики цепи обратной связи (линия 2 ), как показано на рис. 10.2, в. В этом случае автоколебания в схеме возника­ ют только при наличии на входе усилителя толчка напря­ жения не менее, чем UbX2 . Такой режим работы называется

режимом жесткого самовозбуждения.

,10.4. LC -ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ

LC-генераторы с самовозбуждением строятся обычно на однокаскадных усилителях, в которых применяются транвисторы, включенные по схеме с общим эмиттером. В каче­ стве частотно-зависимого элемента применяется параллель­ ный колебательный LC-контур, включаемый в выходной цепи каскада, либо в цепи обратной связи.

10.4.1. L C -автогенератор с трансформаторной

связью

Принципиальная схема автогенератора представлена на рис. 10.3. Так как на резонансной частоте сопротивление контура чисто активное, то фазовый сдвиг, создаваемый

Рис. 10.3. Принципиальная схема LC-автогенератора с трансформаторной связью

усилителем, равен срк = 180° Следовательно, для обеспе­ чения в схеме условия баланса фаз, необходимо создать до­ полнительный фазовый сдвиг срр, равный также 180°. В дан­ ной схеме это достигается соответствующей намоткой индук­ тивности L6 (направление намотки витков катушек колеба­ тельного контура L и базовой обмотки L6 должно быть

встречным).

Выполнение условия баланса амплитуд обеспечивается регули­ рованием глубины связи между катушками L и L6, которые име­ ют взаимную индуктивность. Пе­ ременное напряжение на базовой обмотке за счет тока iK коллек­ торной цепи транзистора, проте­ кающего через катушку контура L, будет равно при встречной

намотке	катушек L и L6, иб =
= — f m KM, где М — коэффициент взаимоиндукции.
На резонансной частоте со0 =	1	возникают незату­

V L C

хающие колебания, т. к. потери энергии в контуре компен­ сируются энергией, вносимой в колебательный контур источником' питания.

Элементы R\ и R2 обеспечивают необходимый режим ра­ боты по постоянному току. Конденсатор С1 служит для заземления одного конца обмотки обратной связи L6 на частоте генерации схемы.

Рассмотренная схема LC-автогенератора является не единственно возможным вариантом LC-схем. Широкое рас­ пространение получили на практике так называемые трех­ точечные схемы.

10.4.2.Трехточечные LC-генераторы

Втрехточечных схемах автогенераторов параллельный колебательный LC-контур подключается к усилителю тремя точками.

Рассмотрим обобщенную эквивалентную схему трехто­ чечного автогенератора (рис. 10.4, а). Контур в этой схеме состоит из реактивных сопротивлений XI, Х2 , ХЗ. Для возникновения резонанса токов в контуре необходимо, чтобы сумма реактивных сопротивлений Х2 + ХЗ была равна и противоположна по характеру реактивному сопро-

тивлению XI. При этом,	если реактивное сопротивление
XI носит индуктивный	характер, то сумма	Х2 + ХЗ
должна иметь емкостной характер и быть равной		по вели­

чине XI. Если же XI носит емкостной характер, то сумма Х2 + ХЗ должна носить индуктивный характер и быть равной по величине XI

Сигнал обратной связи снимается с сопротивления Х2. Поэтому для выполнения условия баланса фаз необходимо, чтобы напряжение на сопротивлениях XI и Х2 находились

Рис. 10.4. Структурная и функциональные схемы трехточечных авто­ генераторов

в одинаковой фазе. Это возможно при одинаковом характе­ ре сопротивлений XI и Х2, т. е. они должны быть либо ин­ дуктивностями, либо емкостями. Реактивное сопротивление ХЗ должно быть по характеру противоположно сопротивле­ нию Х2. Баланс амплитуд в схеме может быть выполнен изменением коэффициента передачи |i цепи обратной свя­ зи, который определяется как отношение сопротивлений

Х2 и XI, Р = На практике при выполнении трехто­

чечных автогенераторов осуществляют секционирование емкостной либо индуктивной ветви параллельного колеба­ тельного LC-контура.

При секционировании индуктивной ветви получают схе­ му индуктивного прехточечного автогенератора. Принци­ пиальная схема такого генератора, известного в литературе как схема Хартлея, представлена рис. 10.4, б. Здесь средняя точка индуктивной ветви контура через малое сопротивле­ ние источника питания для переменной составляющей тока присоединена к эмиттеру транзистора Коэффициент передачи

/ 2

цепи обратной связи Р = "fj"- Частота генерируемых коле­ баний, как нетрудно определить, равна со0 =

\ r (L\ + L2) С *

Схема емкостного трехточечного автогенератора (схе­ ма Колпитца) представлена на рис. 10.4, в. Здесь проведено секционирование емкостной ветви параллельного колеба­ тельного LC-контура. Коэффициент передачи цепи обратной

связи	и	частота генерируемых колебаний равны соответст-
венно	о	С1	1/СМ -С2
	Р	С2 и со0	у С1С2/, ■

В автогенераторах гармонических колебаний типа LC иногда наблюдается искажение формы выходных колебаний. Это происходит, если условие самовозбуждения выполня­ ется не для одной частоты со0»а Для ряда гармонических со­ ставляющих, близких к со0. Для исключения указанного явления необходимо в LC-генераторах применять контуры с добротностью в несколько сотен единиц. Такое же явле­ ние может наблюдаться при большой глубине положитель­ ной обратной связи. Во избежание этого необходимо в уси­ лительном каскаде ввести местную частотно-независимую регулируемую отрицательную обратную связь, например, отключив емкость С9 и применив переменный резистор вместо Rs в цепи эмиттера транзисторов рассмотренных выше схем LC-автогенераторов.

10.5.R C -ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ

Спонижением частоты генерируемых колебаний увели­ чиваются величины индуктивности и емкости LC-генерато- ров. Это увеличивает активное сопротивление обмотки ка­ тушки и токи утечки конденсатора, а следовательно снижа­ ет добротность контура и приводит к искажениям генерируе­ мых колебаний. Поэтому на низких частотах нашли приме­ нение /?С-автогенераторы, в которых усилители охватыва­ ются частотно-зависимой обратной связью через RC-цепи различного вида. В /?С-генераторах используются Г-обра;: ный /?С-четырехполюсник, двойной Т-образный мост и так называемые RC-цепи типа /^-параллель и С-параллель.

10.5.1.RC -генераторы с фазовым сдвигом

вцепи обратной освязи

Вавтогенераторах этого типа в цепи обратной связи включаются трехили четырехзвенные RC-цепи, которые могут иметь два варианта — /^-параллель и С-параллель.

Схема трехзвенной /?С-цепи ^-параллель представлена на рис. 10.5, а, а С-параллель — на рис. 10.5, б.

Коэффициент затухания (величина обратная коэффици­ енту передачи) цепи ft-нараллель определяется выражени­ ем (10.1), цепи С-параллель— выражением (10.2).

aR = 1	v)2R2C2 + / 1оЯСг( о)2R2C2 6 ) ’	^10*^
ас = 1— 5со2ft2C2 + /coftC (сo2ft2C2 — 6).		(10.2)

Частотная и фазовая характеристики цепи ft-параллель представлена на рис. 10.5, в, а цепи С-параллель — на

Рис. 10.5. Принципиальные схемы и характеристики трехзвенных RC- цепей

рис. 10.5, г. Как видно из этих графиков, модуль коэффи­ циента передачи и фазовый сдвиг меняются в широких пре­ делах, т. е. цепи не обладают выраженной избирательностью к частоте входного сигнала. Однако, на некоторой частоте

соод =	1	п	и частоте соос =	/ 6
	-----для цепи	ft-параллель		т*
	RC V 6

для цепи С-параллель фазовый сдвиг между выходным и входным напряжениями равен 180°, а модуль коэффициента

передачи равен a R = а с =

Если эти цепочки включить в цепь отрицательной обрат­ ной связи усилителя, суммарный фазовый сдвиг схемы на частоте о)0 будет равен нулю, т. е. выполнится условие ба­ ланса фаз. Условие баланса амплитуд выполнится при коэф­ фициенте усиления, равном 29. На рис. 10.6, а представле­ на простейшая схема ftC-генератора с ftC-цепыо ft-парал­ лель. В этой схеме сопротивление последнего звена ftC-цепи определяется сопротивлением резистора R3 и входного со­

противления каскада. Необходимая величина коэффициен­ та усиления каскада выбирается регулированием глубины отрицательной обратной связи при помощи резистора /?э.

Недостатком схемы является то, что входное сопротивле­ ние усилителя шунтирует выход цепочки, в результате чего нарушается условие баланса амплитуд и генерация стано­

вится неустойчивой. Этого недостатка лишена схема, в ко­ торой входной каскад усилителя выполняется на эмиттерном повторителе (рис. 10.6, б).

Применение в /?С-автогенераторе с фазовым сдвигом в цепи обратной связи операционного усилителя позволя­ ет улучшить условия генерирования гармонических колеба­ ний (рис. 10.6, в).

10.5.2. ВС -генератор с Г-образным

четырехполюсником в цепи обратной связи

Г-образный /?С-четырехполюсник, свойства которого были рассмотрены в §9.3.2., включается в цепь положитель­ ной обратной связи усилителя. В качестве усилителя в та­ ком генераторе обычно используются двухкаскадные схемы с включением биполярных транзисторов с общим эмитте­ ром (рис. 10.7, а) либо полевых транзисторов с общим исто­ ком. Применение однокаскадных схем усилителей в этом случае невозможно. В каскадах с общим эмиттером или с общим истоком сдвиг по фазе между выходным и входным сигналом равен 180°, что исключает, с применением Г-образ- ного /?С-четырехполюсника, выполнение баланса фаз. Схе­

мы с общим коллектором или общим истоком хотя и не переворачивают фазы сигнала, но имеют коэффициент уси­ ления напряжения меньше единицы, в результате чего в схеме с Г-образным #С-четырехполюсником в цепи обрат­ ной связи не выполнится условие баланса амплитуд. Усили­ тельные каскады с общей базой или общим затвором имеют очень малое входное сопротивление, которое при введедении обратной связи через Г-образный RC-четырехполюс-

Рис. 10.7. Принципиальные схемы автогенераторов с Г-образным RC- четырехполюсником

ник шунтирует выход четырехполюсника, уменьшая его коэффициент передачи. Поэтому выполнение условия балан­ са оказывается весьма затруднительным.

Как известно из 9.3.2., коэффициент передачи симметрич­

ного Г-образного /?С-четырехполюсника равен

Следо­

вательно для выполнения условия баланса амплитуд в схе­ ме на рис. 10.7, а усилитель должен иметь коэффициент уси­ ления равный 3. Так как в двухкаскадном усилителе, вы­ полненном по схеме с общим эмиттером, К^> 1, то для уменьшения коэффициента усиления до величины К0г = ~ 3 усилитель охватывается отрицательной обратной связью через делитель напряжения /?3/?4. При этом Кос =

*= р+Кщ , где Р = -дз/?4 — коэффициент передачи цепи

отрицательной обратной связи; К — коэффициент усиле­ ния усилителя при разомкнутой цепи обратной связи.

Так как К 1, то из последнего выражения следует,

что Кос

и, следовательно, Кос будет равно трем, если

выполнится условие R3 = 2R4.

Обычно в качестве элемента R3 применяется терморезис­ тор, что позволяет обеспечить стабильность амплитуды гене­ рируемых колебаний.

На рис. 7.10, б представлена схема автогенератора с Г- образным /?С-четырехполюсником в цепи обратной связи на операционном усилителе.

Большим достоинством автогенераторов, рассматривае­ мых в данном параграфе, является простота регулировки частоты генерируемых колебаний в широком диапазоне частот одновременным изменением величины сопротивлений резисторов RIR2, либо величины емкостей конденсаторов С1С2.

10.5.3. RC -генератор с двойным Т-образным мостом

в цепи обратной связи

Двойной Т-образный мост, свойства которого были рас­ смотрены в 9.З.1., включается в цепь отрицательной обрат­ ной связи усилителя. Поэтому для выполнения условия ба­ ланса фаз усилитель следует охватить частотно-независи­ мой положительной обратной связью. На частоте квазире­ зонанса двойного Т-образного моста, благодаря свойствам

Рис. 10.8. Принципиальные схемы автогенераторов с двойным Т-об­ разным RC-мостом

последнего, отрицательная обратная связь в схеме практи­ чески исчезнет, выполнится условие баланса амплитуд и схема перейдет в автоколебательный режим.

Как указывалось в 9.3.1. двойной Т-образный мост сле­ дует нагружать на высокоомную нагрузку. Поэтому|луч-

шими	параметрами обладают	автогенераторы, в кото­
рых	применены усилители на	полевых	транзисторах
(рис.	10.8, п) либо операционные усилители		(рис. 10.8, б).

В схеме на рис. 10.8, а положительная обратная связь вы­ полнена на терморезисторе /?4. Применение терморезисто­ ра обеспечивает в схеме режим мягкого самовозбуждения и повышает стабильность амплитуды генерируемых коле­ баний. В схеме на рис. 10.8, 6 положительная обратная связь выполнена при помощи делителя напряжения R5R6.

Регулировку частоты генерируемых колебаний осуще­ ствляют изменением величин сопротивлений всех рези­ сторов, либо емкостей всех конденсаторов с соблюдением соотношений между ними, указанных в 9.3.1.

10.6. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ

Стабильность частоты генерируемых автогенератором колебаний зависит от многих факторов. Под воздействием изменений температуры окружающей среды, колебаний на­ пряжения источника питания и других дестабилизиру­ ющих факторов происходит изменение параметров и режима работы усилительных устройств, изменяются величины па­ раметров элементов, входящих в LC-контуры и RC-uenu. Все это в конечном итоге приводит к отклонениям частоты генерируемых колебаний от расчетного значения.

Нестабильность частоты генерируемых колебаний на

практике выражают как отношение абсолютного значения

Д(о изменения частоты Дсо к частоте со0 автогенератора---- . Из­

меряется нестабильность частоты в относительных величи­ нах, либо в процентах. Для уменьшения нестабильности частоты генерируемых колебаний применяют параметри­ ческую и кварцевую стабилизацию частоты.

Параметрическая стабилизация частоты состоит в под­ боре „элементов усилителя и цепей обратной связи, обеспе­ чивающих минимальные изменения частоты, в введении глу­ бокой отрицательной обратной связи (при сохранении усло­ вия баланса амплитуд), в экранировании частотно-зависи­ мых, цепей усилителя для уменьшения влияния внешних электромагнитных полей и т. п. Параметрическая стабили­ зация позволяет снизить нестабильность частоты генериру­

емых колебаний LC- и /?С-генераторов до1(Г”4—10” 5

Кварцевая стабилизация частоты состоит в применении в LC-генераторах кварцевых резонаторов. Кварцевый ре­ зонатор представляет собой тонкую кварцевую пластину прямоугольной или круглой формы, установленную в кристаллодержателе. Кварцевая пластина обладает пьезо-

t-к 8 RK 8 XS K 8 о
Рис. 10.9. Эквивалентная схе­	-о
ма кварцевой пластины
Рис. 10.10. Принципиальная
схема LC-автогенератора с
кварцевым резонатором	о

электрическими свойствами. При воздействии на пластину переменным электрическим полем, она будет представлять собой электромеханическую колебательную систему, обла­ дающую резонансными свойствами. В области резонанса кварцевый резонатор эквивалентен электрическому коле­ бательному контуру, состоящему из последовательно вклю­

ченных	элементов LKB, R Kв, Скв, шунтированных емкостью
С0 (рис.	10.9).	характеризует емкость кристаллоде.ржателя
Элемент С0

и имеет величину порядка нескольких десятков пикофарад. Емкость кварца Скп мала (обычно имеет величину порядка сотых долей пикофарады). Индуктивность кварца LKBможет иметь величину от десятков микрогенри до нескольких мил­ лигенри. Величина сопротивления потерь RKB составляет обычно единицы — десятки Ом. Поэтому добротность квар­ ца очень велика — 105... 106 и кварцевый резонатор обла­ дает острым резонансом.

Кварцевый резонатор, как видно из его эквивалентной схемы, обладает двумя резонансными частотами — после­ довательного контура ©поел и параллельного контура сопар.

Со СК1„ то частоты соПОСл	и ^пар мало отличаются друг от
друга.
На частотах ниже соПосл	и выше соПаР эквивалентное со­

противление кварцевого резонатора носит емкостной харак­ тер, а на частотах выше ©поел и ниже ©,1ар— индуктивный характер. Поэтому кварцевый резонатор может включаться либо в цепь обратной связи (рис. 10.10), либо в качестве индуктивного элемента ветви колебательного LC-контура.

Применение кварцевого резонатора позволяет снизить нестабильность частоты генерируемых колебаний до зна­

чения, порядка 10“ 7. Так как резонансные свойства каждой

кварцевой пластинки строго индивидуальны, то кварцевая стабилизация частоты применяется в автогенераторах, генерирующих колебания фиксированных частот, что яв­ ляется недостатком этих генераторов.

10.7. АВТОГЕНЕРАТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Один из типов усилителей постоянного напряжения мо­ жет быть построен на основе автогенератора, в котором входной сигнал воздействует на один из параметров гене­ рируемых колебаний — амплитуду, частоту или фазу (см. 7.1). Наибольшее применение в настоящее время находят автогенераторные усилители постоянного тока, в которых изменяется амплитуда колебаний.

Рис. 10.11. Принципиальная схема автогенераторного УПТ

Схема автогенераторного УПТ (рис. 10.11) состоит из трех частей: узла преобразования I, включенного в цепь положительной обратной связи (коэффициент передачи узла зависит от входного сигнала); усилителя переменного напряжения II, обладающего избирательными свойствами за счет колебательного контура; детектирующего устройст­ ва 111

Входной сигнал UBX через резистор R поступает на мост, состоящий из варикапов VD1 и VD2 и двух полуобмоток L1 согласующего трансформатора Т. Начальная величи­ на коэффициента передачи моста устанавливается при по­ мощи подстроечного конденсатора С1 так, чтобы усилитель находился на границе самовозбуждения.

Входной сигнал UBX, изменяя емкость варикапов, увели­ чивает коэффициент передачи входного устройства по цепи

положительной обратной связи, в результате чего амплиту­ да автоколебаний также увеличится. Так как мост на вари­ капах обладает большой нелинейностью, то его амплитуд­ ная характеристика будет весьма нелинейна. Поэтому ус­ ловие баланса амплитуд будет выполняться в схеме в зна­

чительном диапазоне изменения	£УВХи на выходе будут су­
ществовать автоколебания, амплитуда		которых меняется
в зависимости от изменения UBK.
Частота колебаний определяется колебательным конту­
ром, состоящим из первичной	обмотки	LKсогласующего
трансформатора Т и конденсатора Ск.

На транзисторе VT3 выполнен амплитудный детектор. Элементы R Hи Сф образуют фильтр, сглаживающий пуль­ сации выпрямленного переходом база-эмиттер транзистора VT3 напряжения.

К преимуществам автогенераторного УПТ по сравне­ нию с УПТ с преобразованием сигнала, рассмотренного в 7.5., следует отнести: отсутствие генератора опорного на­

пряжения; отсутствие .фазочувствительного	демодулятора
и замену его амплитудным детектором.	УПТ является
Недостатком схемы автогенераторного
сложность настройки схемы.

Контрольные вопросы и упражнения

1.Поясните физический смысл условия баланса амплитуд.

2.Поясните физический смысл условия баланса фаз.

3.Каковы причины ограничения амплитуды генерируемых колебаний в генераторе типа LC?

4.Объясните, каким образом реализуются условия баланса фаз и баланса амплитуд в схемах, приведенных на рис. 10.4, б и 10.4, в.

5.Объясните, каким образом реализуются условия балан­

са фаз и баланса амплитуд в схеме, приведенной на 10.6, б.

6.Объясните, каким образом реализуется условие балан­ са фаз и баланса амплитуд в схеме, приведенной на рис, 10.8, а.

7.Поясните в сравнении УПТ с преобразованием и УПТ автогенераторного типа.

8.Какие факторы влияют на стабильность частоты ко­ лебаний автогенератора?