- •Федеральное агенство связи
- •Введение
- •Лабораторная работа 1
- •.Проведение исследований с использованием эвм
- •.Экспериментальные исследования.
- •1.5. Содержание отчета
- •Лабораторная работа 2
- •2.3. Проведение исследований
- •2.4.Экспериментальные исследования.
- •2.5. Содержание отчета
- •1 3
- •3.4.Проведение исследований
- •3.4.Экспериментальные исследования.
- •3.5. Содержание отчета
- •4.3.Проведение исследований
- •4.3.Экспериментальные исследования.
- •4.5. Содержание отчета
1.5. Содержание отчета
Расчетное значение относительной мощности несущей и распределенного спектра ЧМ сигнала для заданного варианта согласно табл. 1.1.
Распечатка программы расчета нормализированного энергетического спектра ЧМ сигнала для заданного варианта.
Выводы о влиянии девиации мощность несущей.частоты и предыскажений МС на энергетический спектр ЧМ сигнала.
В случае проведении экспериментальных исследований
Структурная схема измерений.
Фотографии спектров ЧМ сигнала для разных девиаций частоты ЧМ сигнала.
Лабораторная работа 2
ИССЛЕДОВАНИЕ ПОМЕХ НА ВЫХОДЕ ЧАСТОТНОГО
ДЕТЕКТОРА АНАЛОГОВОЙ РРЛ ПРИ ВОЗДЕЙСТВИИ
ЧАСТОТНОМОДУЛИРОВАННОЙ ПОМЕХИ
2.1 Цель занятий
Изучить характеристики, свойства и методы исследования и расчета помех на выходе частотного детектора аналоговой РРЛ при воздействии мешающих (вредных) помех от других многоканальных РТС передачи информации (ПИ). энергетических характеристик помех и дать рекомендации по снижению мощности помех.
2.2 Изучение характеристик помех на выходе частотного детектора
ЧМ помеха, излучаемая мешающими РРЛ и ССС при передаче МС, аналогично (1.1) описывается формулой:
uп=Uпсоs(ώпt+ Δώэпх(-1)), (2.1)
где все переменные с индексом п аналогичны значениям переменным с индексамис в Разделе 1.
Интерференционная формула при сложении ЧМ сигнала (1.1) и помехи (2.1) (подробный вывод дается в лекциях) может быть представлена в виде
uс+uп≈Uc√ (1 + 2к соsφ1+ к2)cos[ώct+ Δώэсх(-1)+ кsinφ1] , к<<1, (2.2)
где √ (1 + 2к соsφ1+ к2) - составляющая паразитной амплитудной модуляции, устраняемая амплитудныи ограничителем на выходе частотного детектора (ЧД),
Δώэсх(-1)- фазовая модуляция, обусловленная передаваемым МС,
к sinφ1 -фазовая модуляция, обусловленная передаваемым МС мешающей РТС ПИ,
к = Uп/Uc, (2.3)
φ1 = Δώпt+ Δώэпу(-1)–Δώэсх(-1) , (2.4)
Δώп= |ώп- Δώc| - расстройка несущих ЧМ сигнала и ЧМ помехи, (2.5)
Напряжение помех на выходе ЧД определяется производной от паразитной фазовой модуляции помехи и описывается формулой:
uп= кd(sinφ1)/dt= кd[sin(Δώпt+ Δώэпу(-1)–Δώэсх(-1))]/dt, (2.6)
т.е. помеха является ЧМ случайным процессом, модулированным помехой и сигналом.
Расчет помех проводится статистическими методами, описанными в предыдущей лабораторной работе. Расчеты показывают, что корреляционная функция случайного процесса sin(Δώпt+ Δώэпу(-1)–Δώэсх(-1)) может быть представлена в виде
Rcп(τ) =rчмс(τ)rчмп(τ) соs(Δώпτ)/2, (2.7)
где
rчмс(τ) и -rчмп(τ) – нормированные корреляционные функции сигнала и помехи
Из (2.6), (2.7) спектр мощности помех на выходе ЧД может быть записан формулой
Gп(F) = к2(F/ Δfкс)2[gчмпс(F+ Δfп) -gчмпс(F- Δfп)]/2 , (2.8)
∞
∞
где gчмпс(F) = (1/2)∫gчмс(F-f)gчмп(f)df– интеграл свертки спектров (2.9)
-∞
для вычисления энергетического спектра помехи, обусловленного модуляцией РРЛ и мешающей РТС ПИ МС.
В (2.8) введен множитель Δfкс, аналогичный (1.8) с добавленным индексомс для нормировки размерности спектральной плотности мощности помех в мВт. Увеличение спектральной плотности помех пропорционально квадрату частоты следует из соотношений Винера-Хинчина для случайных процессов при их дифференцировании согласно (2.6). Спектр помехи располагается на несущей частотеfп.
При воздействии немодулированной помехи из (2.8) и (2.9) получим спектр мощности помех на выходе ЧД:
Gп(F) = к2(F/ Δfкс)2[gчмс(F+ Δfп) -gчмс(F- Δfп)]/2 . (2.10)
Вид спектра мощности помех на выходе ЧД при воздействии немодулированной помехи для малых(Мск<<1), средних (Мск <1) и больших (Мск >>1) индексах ЧМ сигнала приводится на рис. 2.1
Рис. 2.1
(2.8) и (2.9) позволяют рассчитывать воздействие любых РТС, если известны энергетические спектры из сигналов, а не только приводимые здесь ЧМ радиопомехи. В том числе можно рассчитывать воздействие цифровых РТС ПИ и с кодовым разделением.
Из вышеупомянутых формул следует, что при увеличении девиации частоты спектральная плотности мощности помех на выходе ЧД уменьшается за счет расширения спектра ЧМ сигнала, что приводит к известному результату увеличения помехоустойчивости радиосистем с ЧМ радиосигналами при больших индексах частотной модуляции.
Спектр мощности помех gчмпс(F) содержит дискретную и распределенную по спектру составляющие. Мощность дискретной составляющей согласно (2.9) равна:
адпс= ададп, (2.11)
где адмощность дискретной составляющей спектра ЧМ сигнала, определяемая (1.13),
адп=exp( - Мпк) - (2.12)
мощность дискретной составляющей спектра мешающей ЧМ помехи,
Мпк=Δf2эп /F2пF1п.
Из (2.11) следует, что для подавления наиболее сильно мешающей работе многоканальных РТС ПИ дискретной составляющей достаточно подавление одной из них: сигнала или помехи, что используется в ССС.
Из (2.10) мощность шумов в телефонном канале (ТК) на частоте Fкв спектре МС на выходе ЧД аналоговой РРЛ при воздействии распределенной составляющей помехи рассчитывается по формуле
Рптк(Fк) = 10-9Gп(Fк) ΔFткк2пф, (2.13)
к2пф= 0,56 – псофометрический коэффициент,
ΔFтк= 3,1 кГц-полоса частот телефонного канала (ТК),
10-9– коэффициент для перевода мощности помех из мВт в пВт.
Мощность помех на выходе ЧД при воздействии дискретной составляющей можно рассчитать по формуле
Рпткд(Δfп) = 10-9к2(Δfп/ Δfкс)2адпс, (2.14)
которая попадает в один ТК на частоте Δfпв спектре МС, выводя его из строя.
Сравним мощности помех, определяемые (2.14) и (2.13), при воздействии немодулированной помехи:
S≈ ад/Gчмс распр(F) ΔFткк2пф, (2.15)
где S= Рпткд(Δfп) / Рптк(Fд) ,
Gчмс распр(F) – распределенная составляющая спектраgчмс(F).
Для дальнейшего упрощения будем полагать что:
используется узкополосная ЧМ,
Спектральная плотность помех в пределах частоты F2относительно Δfпможет быть грубо аппроксимирован функцией
Gчмс распр(F) ≈ (1- ад) /2F2, (2.16)
где согласно (1.17) (1- ад) мощность распределенной составляющей ЧМ сигнала.
Подставляя (2.16) в (2.15) и пренебрегая к2пф, получим грубую оценку
S~ 2N[((1/ ад) -1)], (2.17)
гдеN≈F2/ ΔFтк.
Из (2.17) следует, что мощность помех, обусловленная дискретной составляющей, растет пропорционально числу передаваемых ТК, что вызывает острую проблему помехоустойчивости и ЭМС многоканальных аналоговых РРЛ со стороны ССС.
Для РРЛ она также играет существенную роль с точки зрения стабильности частот, в частности, при всех преобразованиях в ретрансляторах РРЛ излучения сигналов и помех не должны создавать несущие на частотах Δfп>F1– нижняя частота МС. В ССС эта проблема решается путем рассеивания мощностей несущих, рассматриваемых в следующих лабораторных работах, поскольку ССС и РРЛ являются разными системами с разными частотными планами, что вызывает трудности в силу разных условий распространения сигналов.