8

4.Рабочее задание

1.Включить осциллограф и лабораторный стенд.

Часть 1. Исследование ключа на биполярном транзисторе

2. Установить параметры схемы в соответствии с вариантом (см. подготовку к работе, п.4), а нагрузку n = 0.

3.Настроить стенд для исследования передаточной характеристики биполярного транзисторного ключа, переведя переключатель Режим в положение Статика.

4.Снять передаточную характеристику инвертора и исследовать влияние параметров схемы (R1, Eсм и Rк) на вид передаточной характеристики.

5.Снять семейство передаточных характеристик при разном числе подключаемых нагрузок.

6.По всем снятым передаточным характеристикам определить предельные параметры инвертора и помехоустойчивость инвертора:

–Uвых1 мин– выходное напряжение логической 1 (минимальное значение);

–Uвых0 макс – выходное напряжение логического 0 (максимальное значение);

–Uпор0 мин– порог отпирания схемы (минимальное значение);

–Uпор1 макс– порог запирания схемы (максимальное значение).

По этим данным определить:

–∆Uпом0 – помехоустойчивость схемы на отпирание;

–∆Uпом1 – помехоустойчивость схемы на запирание.

7.Для исследования переходных процессов в биполярном

транзисторном ключе выполнить следующее:

−Подключить к стенду выход ТТЛ генератора;

−Установить частоту следования импульсов 100 кГц;

−Установить ассиметрию 80%;

−Переключатель Режим перевести в положение Динамика.

9

8. Установить параметры схемы аналогичные данным в подготовке к работе (n=0) и определить tз вкл , tз выкл. Рассчитать среднее время задержки tз ср. Результаты занести в таблицу.

9.Определить те же параметры при подключении ускоряющего конденсатора и диода.

10.Исследовать влияние параметров схемы R1, Eсм и Rк на переходные процессы. Результаты (tз вкл , tз выкл и среднее время задержки tз ср)

занести в таблицу.

Схема		tз вкл , мкс	tз выкл, мкс	tз ср, мкс
Исходная:
R1 =	кОм,
Eсм=	В,
Rк=	Ом
С ускоряющим конденсатором
С диодом
R1 =	кОм
Eсм=	В
Rк=	Ом

Часть 2. Исследование ключа на полевых транзисторах

11.Снять (зарисовать) передаточную характеристику транзисторного ключа на МДП-транзисторе с резистивной нагрузкой с указанием масштабов напряжений по осям. По снятой передаточной характеристике определить:

−Uвых1 - выходное напряжение логической 1;

−Uвых0 - напряжение логического 0;

−Uпор0 - пороговое напряжение отпирания ключа;

−Uпор1 - пороговое напряжение запирания ключа (точка перехода с крутого на пологий участок выходных характеристик транзистора);

10

По этим данным рассчитать:

−∆Uпом0 - помехоустойчивость схемы на отпирание;

−∆Uпом1 - помехоустойчивость схемы на запирание.

12.Снять (зарисовать) передаточную характеристику ключа на комплементарных МДП-транзисторах. По передаточной характеристике определить:

−Uвых1 - выходное напряжение логической 1;

−Uвых0 - напряжение логического 0;

−Uпор0 - пороговое напряжение отпирания ключа (точка перехода

транзистора VT1 из закрытого состояния на пологий участок выходных характеристик транзистора);

−Uпор1 - пороговое напряжение запирания ключа (точка перехода

транзистора VT2 с пологого участка выходных характеристик транзистора в закрытое состояние);

По этим данным рассчитать:

−∆Uпом0 - помехоустойчивость схемы на отпирание;

−∆Uпом1 - помехоустойчивость схемы на запирание.

13.Для исследования переходных процессов в ключе с резистивной

нагрузкой выполнить следующее:

−Подключить выход ТТЛ генератора к стенду;

−Установить на генераторе частоту следования импульсов 10 кГц и ассиметрию сигнала 80%;

−На стенде переключатель Режим перевести в положение

Динамика.

14.Получить осциллограммы переходных процессов в транзисторном ключе с резистивной нагрузкой. Определить tз вкл и tз выкл. Рассчитать среднее время задержки tз ср. Для выходного сигнала определить длительность фронта tф01 и спада tф10 . Результаты занести в таблицу.

11

15.Для исследования переходных процессов в ключе на КМДП-инверторе установить на генераторе частоту следования импульсов 100 кГц (ассиметрия сигнала – 80%).

16. Получить осциллограммы переходных процессов в транзисторном ключе на КМДП-инверторе. Определить tз вкл и tз выкл. Рассчитать среднее время задержки tз ср. Для выходного сигнала определить длительность фронта tф01 и спада tф10 . Результаты занести в таблицу.

Схема ключа	tзвкл , мкс	tзвыкл , мкс	tзср, мкс	tф10 , мкс	tф01 , мкс
С резистивной
нагрузкой
КМДП-инвертор

12

4.Методические указания по оформлению отчета

1.Передаточная характеристика снимается с помощью осциллографа, работающего в режиме X-Y. При этом центр координат передаточной характеристики необходимо сместить в левый нижний угол экрана, а усиление по I и II каналам сделать такими, чтобы изображение ПХ занимало максимальную площадь экрана (рис.2).

Рис. 2	Рис. 3

2.Для исследования влияния элементов схемы на работу инвертора необходимо включить режим накопления. При переносе характеристик в отчет надо указывать режим измерений, как,например, показано на рис.2.

3.При исследовании динамических процессов установить скорость развертки такой, чтобы на экране полностью присутствовал один входной

иодин выходной импульс (рис. 3).

4.Для определения задержки включения и выключения установить следующие режимы измерений:

−Вр.ПрНС – задержка включения,

−Вр.ПрСН – задержка выключения.

5.Для исследования влияния элементов схемы на динамические процессы также необходимо включить режим накопления (см.п.2). И так же при переносе характеристик в отчет надо указывать режим измерений, как, например, показано на рис.4.

13

Рис. 4

6.Отчет о проделанной работе может быть выполнен в рукописном виде либо на листах из тетради, либо на стандартных листах A4. Также отчет можно и напечатать с использованием вычислительной техники. Не допускается ксерокопирование отчета.

7.Передаточные характеристики ключевых схем на полевых транзисторах (рис. 5 и 6) снимаются аналогично (см. п. 1). Применяя режим накопления, можно снять совмещенные передаточные характеристики

(рис. 6).

Рис. 5

Рис. 6

8.При исследовании динамических процессов в схемах на МДПтранзисторах скорость развертки должна быть такой, чтобы на экране полностью присутствовал один входной и один выходной импульсы

(рис. 7).

14

Рис. 7

Для увеличения точности измерений необходимо изменить временной масштаб так, чтобы увидеть или только начало переходного процесса (рис. 8), или только его завершение (рис. 9).

Рис. 8

Рис. 9

9.Для определения задержки включения и выключения установить следующие режимы измерений (рис. 8 и 9):

−Вр.ПрНС – для изменения задержки включения,

−Вр.ПрСН – для изменения задержки выключения.

Для определения длительности фронта tф01 и спада tф10 установить дополнительно такие режимы измерений (рис. 5 и 6):

−Вр нараст – для изменения длительности фронта tф01 ,

−Вр спада – для изменения длительности спада tф10 .

10.Оформленный отчет должен содержать:

15

−Титульный лист или заголовок, включающий название лабораторной работы, фамилию студента и дату выполнения работы.

−Все пункты подготовки к работе, включая схемы, расчеты, графики.

−Все выполненные пункты рабочего задания, включая принципиальные схемы, результаты измерений, а также осциллограммы, диаграммы, графики с указанием осей, масштаба и всеми построениями и расчетами.

−Сравнение данных, полученных при подготовке к работе и результатов, полученных в процессе выполнения работы.

16

5. Основные сведения Ключевые элементы на биполярных транзисторах

Ключевые элементы. В общем случае, под ключом понимают элемент, который под воздействием управляющих сигналов осуществляет различные коммутации: включение и выключение пассивных и активных элементов, источников питания и т. д. В статическом режиме ключевое устройство находится в одном из д вух состояний – замкнутом (включенном) или разомкнутом (выключенном). Пример упрощенной ключевой схемы показан на рис. 10. В состоянии «включено» (ключ SA замкнут) напряжение источника Еп полностью передается в нагрузку Rн , если сопротивление замкнутого ключа rкл.вкл = 0. В состоянии «выключено» (ключ SA разомкнут) ток в нагрузке равен нулю, если сопротивление выключенного ключа

rкл.выкл = ∞. Такими идеальными параметрами обладают металлические контакты (тумблеры, выключатели, реле и т.п.), замыкаемые и размыкаемые путем механического перемещения. У таких механических ключей остаточный ток в разомкнутом состоянии определяется качеством изоляции и обычно не превышает 10пА. В замкнутом состоянии остаточное напряжение на контакте составляет доли микровольта при токах порядка 1мА. По этим параметрам механические ключи пока остаются вне конкуренции.

Рис. 10

Рис. 11

Однако в динамике, т. е. при переключении из одного режима в другой, механические ключи значительно уступают электронным по максимальной частоте переключения, надежности контакта и сроку службы. Эти показатели оказали решающее влияние на применение электронных ключей в цифровых устройствах.

Ключ на биполярном транзисторе. В основе современных цифровых схем лежат электронные транзисторные ключи. Схема простейшего транзисторного ключа с общим эмиттером приведена на рис. 11,а. Рядом

17

(рис. 11,б) приведена эквивалентная схема, где элементы цепи управления (Uвх, R1, R2, Есм) заменены источником Еб и сопротивлением Rб.

На рис.	12 приведены выходные вольтамперные	характеристики с
нанесенной	нагрузочной прямой Uкэ = Eп − Iк Rк.	В зависимости от

величины входного сигнала рабочая точка будет находиться в одной из трех областей работы:

•область отсечки, соответствующая режиму закрытого транзистора, при котором оба перехода смещены в обратном направлении;

•область, соответствующая нормальному активному режиму (эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный – в обратном);

•область насыщения, соответствующая режиму открытого транзистора, при котором оба перехода смещены в прямом направлении.

Закрытому состоянию ключа соответствует точка В. Ток через транзистор минимален и равен обратному току закрытого транзистора Iкз=Iко.

Рис. 12

Открытому состоянию ключа соответствует точка А. Напряжение на транзисторе Uкэ в этой точке минимально и определяется напряжением насыщения транзистора Uкн , а ток максимален и равен Iкн ≈ Eп/Rк .

В цифровых устройствах схема ключа (рис. 10) применяется как логический элемент - инвертор, где выходное напряжение снимается с коллектора транзистора. Поэтому в открытом состоянии (точка А) Uвых =

Uвых мин = Uкн , а в закрытом (точка В) - Uвых = Uвых макс ≈ Еп . Максимальное

18

напряжение Uвых.макс соответствует напряжению логической единицы U1вых, а минимальное Uвых.мин – напряжению логического нуля U0вых.

Из рис. 12 видно, что для получения двух фиксированных уровней U1вых и U0вых необходимо подать на вход такой сигнал, который обеспечивал бы переход транзистора из режима отсечки в режим насыщения и обратно. При этом рабочая точка перемещается из положения В (область отсечки) в положение А (область насыщения). Этот переход осуществляется через активную область. Таким образом, активная область работы транзистора, являющаяся основной рабочей областью для усилительных схем, служит переходной областью для ключевых элементов (рис. 13).

Режим отсечки. В режиме отсечки оба перехода биполярного транзистора (эмиттерный и коллекторный) смещены в обратном

направлении. Токи в транзисторе равны [1]: Iб ≈ -Iко, Iк = Iко, Iэ ≈ 0. В зависимости от типа транзистора, технологии его изготовления обратный ток закрытого транзистора Iко лежит в пределах от 0,1мА до 1нА. Поэтому транзистор в режиме отсечки можно заменить эквивалентной схемой, показанной на рис. 14,а. Для транзисторов интегральных схем обратными токами можно пренебречь (Iко = 0). Тогда эквивалентная схема еще более упростится (рис. 14,б).

Рис. 13

Рис. 14

Для обеспечения режима обратного смещения эмиттерного перехода в схему ключа (рис. 11,а) добавлена цепь Есм – R2 . (Полярность источника Есм такова, что в отсутствии входного сигнала он запирает транзистор.) Условие запирания транзистора записывается следующим образом:

		Uвх	−		Eсм			+ Iко
Uбэ=		R1			R2					<0.	(1)
			1				1
					+
			R			R
	1						2

При очень малых обратных токах коллектора в практических случаях допускается работа не в режиме отсечки, а в активном режиме. Этот режим обеспечивается при Uбэ < Uбо , где Uбо – напряжение отсечки, определяемое по входной характеристике транзистора (рис. 12,а).

19

		Uвх	−		Eсм			+ Iко
Uбэ=		R1			R2					<Uбо .	(2)
			1				1
					+
			R			R
	1						2

Для кремниевых транзисторов Uбо ≈ 0,5…0,6В, а для германиевых - Uбо ≈ 0,2…0,3В. В этом случае необходимость в источнике Есм отпадает. Тогда условие запирания транзистора (1) можно переписать так:

Uбэ=Uвх R2 <Uбо.	(3)
R1 + R2

Режим насыщения. В режиме насыщения оба перехода биполярного транзистора (эмиттерный и коллекторный) смещены в прямом направлении. Для прямого смещения эмиттерного перехода надо обеспечить правильную полярность входного сигнала. Смещение же коллекторного перехода в прямом направлении обеспечивается величиной входного сигнала. Можно показать [1], что для обеспечения насыщения отпирающий базовый ток транзистора Iбо должен удовлетворять токовому критерию насыщения (1)

	I	бо	≥ I	бгр	=	Iкн	≈	Eп	,	(4)
						β		β R
								к

где β – усредненное значение коэффициента передачи тока базы в коллектор, Iбгр – ток базы на границе насыщения и активного режима.

В режиме насыщения ток коллектора слабо зависит от входного тока и определяется значением Iкн ≈ Eп/Rк . При этом в базе транзистора непосредственно у коллекторного перехода происходит накопление избыточного заряда, что и приводит к отпиранию коллекторного перехода.

Глубина насыщения транзистора определяется коэффициентом, называемым степенью насыщения Sбк , равным

	Sбк =		Iб	− Iбгр	.	(5)
			Iбгр
		Из вольт-амперных характеристик
		биполярного транзистора (рис. 12,б)
		видно, что в режиме насыщения
		напряжение на коллекторе Uкэ
		практически не зависит от входного
		сигнала. В зависимости от типа
		транзистора				Uкн=0,01…0,3В.
Рис.15		Аналогично (рис. 11,а), напряжение
		Uбэ		мало		меняется и равно
		Uбн=0,5…0,8В.

20

Для транзисторов интегральных схем можно считать Uкн = 0,1В и U бн=0,7В. Это позволяет заменить транзистор в режиме насыщения эквивалентной схемой, показанной на рис. 15,а. Если амплитуда входного сигнала такова,

что Uвх >> Uбн , а напряжение источника питания Еп >> Uкн , то можно считать Uкн = Uбн = 0. Тогда эквивалентная схема существенно упростится (рис. 15,б). Говорят, что транзистор в режиме насыщения «стянут в точку».

Передаточная характеристика. Специфику цифровых схем удобно пояснить с помощью передаточной характеристики, описывающей зависимость выходного напряжения от входного (управляющего). Такие характеристики свойственны и простейшим ключам, и простейшим усилительным каскадам. Однако рабочие участки этих характеристик в том и другом классе схем принципиально разные.

Вэлектронном ключе (рис. 11) два его рабочих состояния (разомкнутое

изамкнутое) соответствуют точкам А и В (рис. 16). В точке В ключ разомкнут и ток через него практически равен нулю, а в точке А ключ

замкнут и падение напряжения на нем близко к нулю. Входные и выходные сигналы в ключе принимают только два значения: либо U0вх и U0вых , либо U1вх

иU1вых . Форма передаточной характеристики между точками А и В несущественна. Отсюда следует, что ключи, а значит, и цифровые схемы мало чувствительны к разбросу параметров, к их температурному и временному дрейфу, а также к внешним электромагнитным наводкам и собственным шумам. Последний вывод проиллюстрирован на рис. 16.

Небольшие колебания напряжения ∆Ua около точки А практически не меняют значения выходного сигнала, а значит и не влияют на работу ключа.

	В	усилительном каскаде
	используется		непрерывный
	рабочий участок передаточной
	характеристики между точками
	a и b. Входные и выходные
	сигналы	могут		принимать
	любые	значения в		пределах
	этого участка, и они связаны
	друг с другом функциональной
	зависимостью Uвых = f(Uвх).
	Очевидно,		что	любая
	«деформация»		характеристики
	на участке a–b, по каким бы
	причинам она ни произошла,
	будет		непосредственно
Рис. 16	отражаться		на	указанной
	функциональной зависимости и

на работе схемы.

21

Отсюда следует, что усилительный каскад чувствителен к разбросу параметров, к температурному и временному дрейфу, а также к шумам и наводкам. Последний вывод иллюстрируется на рис. 16 тем, что небольшие

колебания напряжения ∆Uc около точки С вызывают заметные изменения выходного сигнала в соответствии с функцией Uвых = f(Uвх).

Практически передаточная характеристика ключа на биполярном транзисторе представляет три прямолинейных участка (рис. 16), соответствующих разным режимам работы транзистора.

Первый участок (Uвх < U0пор) соответствует закрытому состоянию транзистора. В этом случае выходное напряжение равно Uвых = U1вых макс ≈ Еп . При входном напряжении Uвх = U0пор транзистор из закрытого состояния переходит в активный режим. Поэтому напряжение U0пор называется порогом отпирания схемы, которое можно определить из уравнения (2)

U 0пор =U	бо	(1 +	R1	) + E	см		R1	− I	ко	R .	(6)
							R
			R							1
			2				2

Следующий участок передаточной характеристики (U0пор<Uвх<U1пор) соответствует активному режиму работы транзистора. В этом случае выходное напряжение схемы определяется соотношением

Uвых = Eп − Iк Rк = Eп − β Iб Rк.

(7)

Выразив ток Iб через входное напряжение Uвх можно получить аналитическое выражение передаточной характеристики для активной области.

Следующий участок передаточной характеристики соответствует входному напряжению Uвх > U1пор . На этом участке транзистор работает в

режиме насыщения и поэтому Uвых = U0вых = Uкн . Напряжение Uвх = U1пор соответствует границе активного режима и режима насыщения и называется

порогом запирания схемы, так как при уменьшении входного напряжения ниже U1пор схема выключается. Пороговое напряжение U1пор можно определить из токового критерия насыщения (4):

U1пор =U	бн	(1 +	R1	) + E	см		R1	+ I	бгр	R .	(8)
							R
			R							1
			2				2

Нагрузочная способность. Рассмотренная передаточная характеристика инвертора соответствует режиму холостого хода. Однако в практических случаях к выходу логического элемента подключены входы других схем.

22

Очевидно, что число таких подключений ограничено. Это определяется нагрузочной способностью (или коэффициентом разветвления) n логического элемента – тем максимальным числом аналогичных схем, которые можно подключить к выходу данной схемы без нарушения режимов работы любой из них.

Рис.17

На рис. 17 показана реальная схема соединения ключевых схем. Инвертор на транзисторе VT0 нагружен на аналогичные схемы, выполненные на транзисторах VT1 … VTn .

Если на входе первого инвертора напряжение Uвх > U1пор, то транзистор

VT0 открыт и насыщен и Uвых = U0вых = Uкн ≈ 0В. Поэтому все транзисторы остальных инверторов будут закрыты.

Если же на вход первого инвертора подать напряжение Uвх < U0пор, то транзистор VT0 закроется. Однако выходное напряжение уже не равно Uвых = U1вых макс ≈ Еп. Можно показать, что в этом случае выходное напряжение зависит от числа подключенных нагрузок:

U

бн

+ E

п

R1

n R

U1вых =

к

.

(9)

1

+

R1

n R

к

С ростом n напряжение U1вых уменьшается и может стать меньше U1пор, что приведет к нарушению режима насыщения транзисторов схем нагрузок. Это и определяет нагрузочную способность ключа-инвертора:

23

n

макс

=

(Eп −Uбн) β R2

−

R1

.

(10)

E

п

R + (E

см

+U

бн

)β R

к

R

2

к

Помехоустойчивость. В цифровых схемах обычно обеспечивается совместимость (согласование) входных и выходных сигналов, т. е.

совпадение по уровням U0вх и U0вых , U1вх и U1вых. Передаточная характеристика (рис. 16) позволяет наглядно оценить помехоустойчивость

устройств, т. е. найти максимально допустимое напряжение помехи, действующей на входе ключа наряду с регулярным сигналом, при которой еще не происходит изменение логических (информационных) состояний схемы.

Так для закрытой схемы (точка В на рис. 16) опасной будет положительная помеха, способная открыть схему. Запас помехоустойчивости на отпирание схемы

∆U0пом = U0пор - U0вх = U0пор - U0вых .	(11)
А для открытой схемы (точка А) отрицательная помеха может закрыть
транзистор. Запас помехоустойчивости на запирание схемы
∆U1пом = U1вх - U1пор = U1вых - U1пор.	(12)

Переходные процессы. Переключение ключа из закрытого состояния в

открытое	и обратно	не может произойти мгновенно. Связано это			с
инерционностью биполярного			транзистора, обусловленной	наличием
емкостей	переходов,	конечным	временем переноса заряда от	эмиттера	к

коллектору и накоплением заряда носителей в базе.

Включение ключа. Пусть в исходном состоянии ключ (рис. 11) закрыт, транзистор заперт некоторым обратным напряжением Uбз < 0. Рассмотрим процесс включения при подаче на вход схемы в момент времени t1 отпирающего напряжения (рис. 18). Весь процесс включения условно можно разбить на три этапа: задержка включения (t0…t1), формирование фронта (t1…t2) и накопление заряда (t2…t3).

Задержка включения. Этот первый этап переходного процесса обусловлен зарядом входной емкости запертого транзистора (рис. 11,б). Заряд емкости начинается после того, как управляющее напряжение скачком

меняет свое значение от Eб0 до Eб1 . Процесс заряда описывается уравнением

Uб (t) = Eб1 −(Eб1 − Eб0 ) exp(−t /τc ) ,

(13)

где τс = СвхRб – постоянная времени заряда.

24

Когда напряжение Uб , нарастая, становится равным напряжению Uбо , отпирается эмиттерный переход транзистора и Uб практически больше не меняется. Значит, время задержки включения tз вкл можно найти, полагая Uб(tз вкл)=Uбо . Оно выражается следующим образом:

	E1	− E0
tз.вкл =τс ln	б	б	.	(14)
	Eб1 −Uбо

Рис. 18

	25
Обычно |Uбз|<< Eб1 и Uбо<< Eб1 . Поэтому
tз.вкл ≈Cвх(Uбо −Uбз) / Iвх о ,	(15)
где Iвх о = Eб1 /Rб ≈ const - входной отпирающий ток.	Входную емкость

принимают равной сумме барьерных емкостей эмиттерного и коллекторного переходов:

Свх =Сэ +Ск .

(16)

Формирование фронта. С момента отпирания эмиттерного перехода транзистора, в базовой цепи устанавливается ток

iб (t) = Iвхо = Iбо ≈const .

(17)

Поэтому можно считать, что нарастание коллекторного тока и спад коллекторного напряжения на этом этапе переходного процесса происходят в условиях заданного тока базы. Из зарядовой модели транзистора [1] для активного режима коллекторный ток iк(t) и базовый заряд неосновных носителей Qб(t) (например, заряд электронов для p-базы) связаны между собой соотношением:

i	к	(t) =	Qб (t)	(t) =	β	Q (t),	(18)
			τк			б
					τб

где τб – постоянная времени накопления неосновных носителей в базе. Закон изменения заряда в базе можно найти из уравнения баланса заряда [1]:

dQб	= −	Qб	+i .	(19)
dt			б
		τб

С учетом вышесказанного можно показать, что коллекторный ток iк будет меняться экспоненциально:

iк (t) = β Iб (1 −exp(−t /τб )) .

(20)

С учетом перезаряда емкости коллекторного перехода Ск и емкости

нагрузки Сн эквивалентная постоянная времени для тока iк (t) будет определяться суммой

τкэ =τб + Rк (Ск (1 + β) +Сн) .

Асимптотическое значение тока	Iк (∞) = Iбо β (см. рис. 18) не может
быть достигнуто, так как в момент t2	ток достигает значения Iкн, после чего

26

транзистор переходит из активного режима в режим насыщения и, следовательно, теряет силу соотношение (18). Длительность фронта легко найти из (20) , подставляя iк(t)= Iкн

	tф =tф10 =tф− =τкэ ln	β Iбо	.	(21)
		β Iбо −Iкн

Накопление заряда. После того как транзистор начал работать в режиме насыщения, токи транзистора практически не меняются. Однако заряд в базе продолжает нарастать до уровня Iбо τбн, где - τбн ≈(0,7...0,9) τб -

постоянная времени накопления в режиме насыщения. За время 3τб завершится процесс накопления заряда, и транзистор войдет в стационарный режим.

Выключение ключа. Процесс выключения ключа протекает в два этапа: задержка выключения (t4…t5) и формирование среза выходного сигнала

(t5…t6).

Задержка выключения. Пусть в момент t 4 на входе насыщенного ключа управляющее напряжение скачком меняется от Eб1 до Eб0 . Тогда ток базы

скачком изменится от положительного уровня Iбо до отрицательного Iбз =(Eб0 −Uбэ) / Rб ≈const . Отрицательный ток приводит к уменьшению

(рассасыванию) заряда, накопленного в базе. Однако, пока заряд

в базе

Qб > Qб гр (Qб гр = Iб гр τб -

заряд в базе транзистора,

работающего

на

границе активного режима и режима насыщения),

коллекторный

ток и

напряжение не меняются.

Длительность

этапа

рассасывания

tрас

определяется временем, в течение которого заряд

Qб

уменьшается

от

исходного уровня Qб (t5 ) = Iбо τб до граничного Qб гр :

t рас =tз01 =τб

ln Qб (∞) −Qб (t5 )

=τб ln

Iбз

+ Iбо

.

(22)

Iбз

Qб (∞) −Qб (t6 )

+ Iб гр

Следовательно, задержка выключения, обусловленная рассасыванием избыточного заряда в базе, тем меньше, чем меньше степень насыщения транзистора и больше запирающий ток.

Фронт выключения. В момент завершения рассасывания избыточного заряда транзистор переходит в активный режим. С этого момента начинается спад коллекторного тока по экспоненциальному закону с постоянной

времени τб от начального значения Iкн. Длительность спада импульса коллекторного тока определяется соотношением:

27

tс =tф01 =τкэ ln	Q (∞) −Q (t			)		Iбз		+ Iб гр
	б	б	6		=τкэ ln					. (23)
	Qб (∞) −Qб (t7 )							Iбз

Если ключ работает на емкостную нагрузку, то длительность среза тока и напряжения будут существенно различаться. Справедливо это для высокочастотных транзисторов и для транзисторов логических интегральных схем. В этом случае длительность фронта коллекторного напряжения определяется зарядом емкости Cк и паразитной емкости нагрузки Cн, т.е.

tф01 ≈ 2,2 Rк(Cн +Скβ).

Быстродействие ключевого элемента зависит от общей длительности переходного процесса, возникающего при воздействии переключающего сигнала и обусловленного инерционностью транзистора и влиянием паразитных параметров. Для оценки разрешающего времени используются

временные параметры: длительности задержки включения tзвкл =t10з и фронта включения tф10 , длительности задержки tз выкл =tз01 и фронта tф01

выключения. Часто для характеристики быстродействия логического элемента используется среднее время задержки сигнала при его передаче через элемент:

tз ср =0,5(tз вкл +tз выкл) .

(24)

Рис. 19

При конечной длительности фронта входного сигнала, что обычно и имеет место, задержки включения и выключения отсчитываются либо по уровню 10% и 90% (рис. 19,а), либо, чаще, на 50%-ных уровнях входного и выходного сигналов (рис. 19,б).

Сокращение длительности переключения. Длительность переключения можно уменьшить с помощью ускоряющих конденсаторов или применяя отрицательную обратную связь.

28

Применение ускоряющей емкости. Для повышения быстродействия транзисторных ключей резистор R1 шунтируют ускоряющей емкостью С (рис. 20). Из-за емкости С при подаче на вход схемы отпирающего сигнала в

Рис. 12

базовой цепи в первый момент протекает значительный ток. Начальное значение этого тока равно Iбо(0) ≈ Eб1 / rвх, где rвх- входное сопротивление открывающегося транзистора. По мере заряда конденсатора С ток базы уменьшается и стремится к уровню Iбо(∞) ≈ Eб1 /(R1 + rвх) . При подаче

запирающего напряжения конденсатор С разряжается и способствует увеличению запирающего тока, что и приводит к ускорению процессов рассасывания заряда в базе и сокращению длительности выключения транзистора. Емкость конденсатора С небольшая и составляет десятки или сотни пикофарад, чтобы за время действия входного отпирающего импульса конденсатор полностью зарядился.

Применение нелинейной отрицательной обратной связи. Сокращение длительности переключения может быть достигнуто, если предотвратить сколько-нибудь существенное насыщение открытого транзистора. Эта задача решается введением в схему ключа нелинейной отрицательной обратной связи (НООС). Такая схема показана на рис. 21.

Рис. 21

29

Для устранения насыщения транзистора параллельно переходу база – коллектор включен диод Шоттки Dш . Диод Шоттки представляет собой переход металл (обычно алюминий) – полупроводник. В интегральных схемах диод Шоттки вместе с транзистором составляет единую структуру – транзистор Шоттки. Когда транзистор выключен или работает в активном режиме, напряжение Uбк отрицательно. Поэтому Dш закрыт и не влияет на работу транзистора. При включении транзистора большим входным током напряжение Uбк становится положительным и диод Dш открывается, так как пороговое напряжение диода Шоттки равно (0,2…0,3)В. В результате, значительная часть входного тока начинает протекать по цепи диод – коллекторная цепь транзистора. Базовый ток уменьшается (рис. 21,б) и ограничивается примерно на уровне Iб гр. Поэтому практически можно

считать, что в транзисторе Шоттки отсутствует избыточный заряд в базе и, следовательно, отсутствует задержка на рассасывание избыточного заряда при выключении транзистора.

Ключевые элементы на МДП-транзисторах

Ключевой элемент на МДП-транзисторе с резистивной нагрузкой.

Схема такого ключа показана на рис. 22. На рис. 23 приведены выходные (стоковые) характеристики транзистора с нанесенной на них нагрузочной прямой Uс = Eп − IсRс . Как и в случае биполярного ключа с общим

эмиттером, при действии на входе большого сигнала рабочая точка проходит три области ВАХ, соответствующие трем возможным режимам работы:

−область отсечки, соответствующая режиму закрытого транзистора;

−активная область, соответствующая пологой области ВАХ;

−крутая область ВАХ и максимальная проводимость канала.

На вольт-амперной характеристике закрытому состоянию ключа соответствует точка В (область отсечки), а открытому состоянию – точка А (крутая область ВАХ).

Для запирания транзистора на вход схемы (на затвор транзистора) надо подать напряжение Uвх0 <Uо, где Uо- пороговое напряжение транзистора, определяемое по стоко-затворным характеристикам. В

Рис. 22	закрытом состоянии ток транзистора	Iсз (остаточный
	ток) минимален и равен обратному	току стокового

30

p-n-перехода. Следовательно, Iсз =10−9...10−10 А, т. е. можно считать, что этот ток практически равен нулю. Выходное же напряжение максимально и

равно: Uвых =Uсиз ≈ Eп =Uвых1 .

Для отпирания транзистора на затвор подается напряжение Uвх1 >Uо.

Это напряжение должно быть достаточно большим, чтобы рабочая точка А (рис. 23) соответствовала как можно меньшему остаточному напряжению:

Uвых =Uсо =Uвых0 . Тогда рабочий ток открытого ключа (ток насыщения) определяется, как и у биполярного ключа, внешними элементами схемы.

Iсн = (Eп −Uсо) / Rс ≈ Eп / Rс .

(25)

Рис. 23

В открытом состоянии ключа рабочая точка A лежит на начальном, квазилинейном участке характеристики МДП-транзистора. Поэтому остаточное напряжение можно определить, умножая ток насыщения (1) на сопротивление канала rк :

		U	со	=U 0	= I	r .	(26)
				вых		сн к
При совместной	работе		ключей		в	последовательной	цепочке
отпирающий сигнал	Uвх1 поступает			от предыдущего (запертого)			ключа.

Поэтому напряжение на затворе открытого транзистора равно U зи = Eп . Следовательно, сопротивление канала открытого транзистора равно [1]:

r [2β(E	п	−U	о	)]−1	,	(27)
к

где β - приведенная крутизна МДП-транзистора. Часто вместо β в справочниках или в других документах приводится коэффициент

		31
пропорциональности	k p = 2β . Для	МДП-транзисторов логических
интегральных схем	k p =0.1...1мА/ В2 ,	Eп =5...10В, Uо = 2...3В. Поэтому

сопротивление канала rк составляет величину от сотен Ом до нескольких единиц кОм. Значит, для уменьшения выходного напряжения открытой

схемы Uвых0 необходимо выбирать сопротивление Rс как можно большим (не менее 10 кОм).

Для силовой электроники выпускаются транзисторы с сопротивлением канала открытого транзистора rк<1 Ом, что намного эффективнее биполярного ключа.

На рис. 24 приведена передаточная характеристика ключевого элемента с резистивной нагрузкой и отмечены области работы транзистора по каждому участку кривой.

Пока входное напряжение Uвх <Uо =Uпор0 , транзистор закрыт, и

Uвых =Uвых1 ≈ Eп .

При входном сигнале, лежащем в диапазоне Uпор0 <Uвх <Uпор1 , транзистор работает в пологой области характеристик, и схема ведет себя как усилительный каскад с общим истоком, коэффициент усиления которого равен

Ku = ∆Uвых / ∆Uвх = −SRc ,

(28)

где S = 2β(U зи −Uо) – крутизна транзистора для малого сигнала.

При Uвх =Uпор1 транзистор переходит в крутую область вольт-амперных

характеристик, где крутизна транзистора S уменьшается. Вместе с ней уменьшается и дифференциальный коэффициент передачи Ku . При этом

выходное напряжение постепенно стремится к уровню Uвых0 =Uсо .

Рис. 25

Рис.24

32

Ключ с динамической нагрузкой. В интегральных логических схемах для уменьшения площади логического элемента резистор Rс (рис.22) заменяют МДП-транзистором. Схема такого инвертора, выполненного на однотипных транзисторах, показана на рис. 25. Роль динамической нагрузки выполняет транзистор VT2, у которого затвор соединен со стоком и который, тем самым, является двухполюсником – резистором. Транзистор VT2 называют нагрузочным, а VT1 – активным.

Можно показать, что транзистор VT2 всегда работает на пологом участке выходных вольтамперных характеристик. Поэтому линия нагрузки (см. рис. 26) определяется током стока нагрузочного транзистора:

Iс = β(U зи2 −Uо2 )2 = β(Eп −Uси1 −Uо2 )2 .

(29)

Как видно, эта ВАХ – параболическая, т.е. нелинейная.

В закрытом состоянии ключа, когда на вход подано напряжение Uвх0 <Uо1 , остаточный ток имеет примерно то же значение, что и в

резисторном ключе (10−9...10−10 А и менее), а максимальное выходное напряжение определяется точкой пересечения линии нагрузки, определяемой уравнением (29), и ВАХ активного транзистора (рис. 26). Видно, что это напряжение равно

Uвых ≈ Eп −Uо2 =Uвых1 ,

(30)

т.е. выходное напряжение закрытой схемы с динамической нагрузкой меньше, чем Uвых1 у схемы с резистивной нагрузкой.

Рис. 26

33

В открытом состоянии ключа, когда на вход подано напряжение Uвх1 >Uо рабочая точка А лежит на квазилинейном участке характеристики

активного транзистора VT1 . Остаточное напряжение в этой точке определяет выходное напряжение логического нуля и равно

U

ост

=

β2

(U зи2 −Uо2 )2

=U 0 .

(31)

2β

U

зи1

−U

о1

вых

1

Поскольку

на

практике

всегда

выполняется

условие

(U зи1 −Uо1) ≤(U зи2 −Uо2 ) , то для того,

чтобы остаточное напряжение было

мало, в ключе с динамической нагрузкой необходимо выполнить соотношение β1>>β2 , т.е. транзисторы должны существенно различаться.

Для повышения Uвых1 до значения Eп в качестве нагрузочного

транзистора VT2 в современной технологии логических интегральных схем (так называемая n-МОП технология) используют МДП-транзистор со встроенным каналом. В этом случае нагрузочный транзистор работает в крутой области характеристик и ведет себя как обычный резистор. Работа и характеристики такой схемы ничем не отличаются от ранее рассмотренной схемы с резистивной нагрузкой.

Комплементарный ключ. Схема такого ключа показана на рис. 27. Она базируется на двух транзисторах с разным типом проводимости канала.

Транзистор VT1 с каналом n-типа играет роль активного элемента, а транзистор VT2 с каналом р- типа выступает в роли динамической нагрузки. Затворы обоих транзисторов объединены и на них подается управляющее напряжение Uвх. Подложки транзисторов соединены с их истоками.

	Пусть управляющее напряжение Uвх=0. Тогда
	U зи1 =0	и U зи2 = −Еп.	Значит,				n-канальный
	транзистор VT1 заперт, а р-канальный транзистор
Рис. 7	VT2 открыт (считается, что			Uо2		< Eп ). Ток в цепи
	питания определяется запертым транзистором VT1 и
равен остаточному току Iост1 ≈0.		Открытый транзистор VT2					работает в

крутой области ВАХ, и сопротивление его канала определяется соотношением (6). Падение напряжения на этом транзисторе Uси2 можно определить, перемножив остаточный ток первого транзистора на

сопротивление канала второго. Нетрудно получить, что	Uси2 ≈0 , т.е.
выходное напряжение в этом случае максимально и равно
Uвых = Eп −Uои2 = Eп =Uвых1 .	(32)

					34
Пусть	теперь управляющее напряжение		Uвх =Uвых1	= Eп .	Тогда
U зи1 = Eп и U зи2 =0. Значит,		теперь n-канальный транзистор VT1 открыт, а
р-канальный	транзистор VT2	закрыт. При этом ток в общей цепи по			-
прежнему определяется запертым транзистором VT2			и равен его остаточному
току Iост2 ≈0 , хотя транзисторы и «поменялись местами».				Как и выше,
можно показать, что в этом случае
	Uвых =Uои1 ≈0 =Uвых0 .			(33)

Таким образом, в любом из рассмотренных статических состояний токи стоков транзисторов равны нулю. Следовательно, и ток источника питания, и потребляемая мощность этой схемы в статическом режиме равны нулю.

Основной характеристикой, позволяющей проследить функционирование ключевого элемента является его передаточная характеристика Uвых = f(Uвх). Эта зависимость для случая напряжения

питания Eп ≥Uо1 + Uо2 показана на рис. 28. Там же представлена зависимость тока потребления от входного напряжения Iпит(Uвх) .

Передаточную характеристику можно разбить на пять участков, соответствующих различным режимам работы транзисторов.

При малом входном сигнале (Uвх <Uпор0 =Uо1 ) транзистор VT1 закрыт, а

VT2 – работает в крутой области характеристик. Напряжение на выходе

максимально	и	равно Uвых = Eп =Uвых1
(участок 1-2).
При	увеличении		входного
напряжения	до	значения	Uвх =Uпор0

транзистор VT1 отпирается, и его рабочая точка попадает в пологую область характеристик, а VT2 продолжает работать в крутой области. Выходное напряжение начинает уменьшаться (участок 2-3). Ток источника постепенно увеличивается и определяется пропускной способностью

транзистора VT1 .

Рис. 28

По мере роста Uвх рабочая точка

транзистора VT2 переходит в пологую область. Дифференциальное сопротивление нагрузочного транзистора резко возрастает и, следовательно, резко увеличивается коэффициент усиления схемы Ku . Выходное

35

напряжение быстро уменьшается (участок 3-4), а ток потребления достигает максимального значения Icм.

В конце концов, изменяется режим работы транзистора VT1 . Его рабочая точка перемещается на крутой участок характеристик, и спад выходного напряжения уменьшается (участок 4-5), а ток Iпит начинает уменьшаться, так как транзистор VT2 подзакрывается.

И, наконец, при Uвх =Uпор1 = Eп − Uои2 транзистор VT2 попадает в режим отсечки, и напряжение на выходе фиксируется на уровне Uвых0 ≈0 (участок 5-6).

Как видно (рис. 28), передаточная характеристика комплементарного ключа близка к релейной, так как коэффициент передачи Ku на участке 3-4 очень большой. Входное напряжение, соответствующее этому участку, можно назвать напряжением переключения Uпер комплементарного ключа. В

практических случаях транзисторы VT1 и VT2 имеют примерно одинаковые параметры. Поэтому Uпер ≈ Eп / 2 .

Широкий диапазон выходного напряжения и низкий уровень мощности, потребляемой от источника питания в статическом режиме, являются основными достоинствами комплементарного ключа.

Переходные процессы. Инерционность МДП-транзисторных ключей обусловлена главным образом перезарядом емкости нагрузки [1]. На рис. 29 показана эквивалентная схема ключа с резистивной нагрузкой, работающего в последовательной цепочке на аналогичные схемы. Конденсатор Сн отражает все паразитные емкости реальной схемы:

Cн =Ссп + KCзс +Спар +Свх.		Здесь Ссп	–	емкость	сток-подложка,
Cзс– емкость затвор-сток, K – коэффициент, связанный с эффектом Миллера
[1],	увеличивающий емкость нагрузки		в	несколько	(5…20) раз,
Спар–	паразитная емкость	монтажных соединений, Свх –			эквивалентная

входная емкость последующей схемы-нагрузки. Суммарная емкость нагрузки в логических интегральных схемах равна Cн =1...5пФ.

36

Рис.29

Пусть в исходном состоянии Uвх = Еп, транзистор открыт и на нем

падает небольшое остаточное напряжение. При снятии входного сигнала (Uвх =0 ) ток в транзисторе мгновенно уменьшается до нуля, и емкость Cн

заряжается от источника питания Еп через резистор Rc с постоянной времени τc = RcCн (рис. 29,а). Рабочая точка транзистора перемещается по

пути А-1-2-В. Время заряда, т.е. длительность фронта выходного напряжения, определенная по уровням 0,1…0,9, составляет

t01	= 2,2R C	н	= 2,2(E	C	н	/ I	сн	).	(34)
ф	c		п

Отпирание ключа и формирование среза импульса напряжения протекает несколько сложнее. В этом случае рабочая точка транзистора перемещается по пути В-3-4-5-А. После подачи отпирающего сигнала Uвх = Еп ток Ic практически мгновенно достигает значения

Ic* = β(Eп −Uo )2

(35)

(см. рис. 29,б). Этим током начинает разряжаться емкость Cн. По мере разряда емкости напряжение на стоке Uc уменьшается. До тех пор, пока оно остается больше напряжения насыщения Ucн, равного Еп −Uo , транзистор

работает на пологом участке характеристики и ток сохраняет значение Ic* (рис. 29,в). Затем ток Ic начинает уменьшаться, стремясь в пределе к значению Icн. Это замедляет скорость разряда. Для расчета времени спада можно воспользоваться следующим приближенным значением [1]:

tф10 =1,5(EпCн / Ic*) .

(36)

37

Можно показать, что срез положительного импульса tф10 значительно короче его фронта tф01 . В общем случае такой вывод вытекает из структуры выражений (10) и (12), которые различаются только значениями токов. Из рис. 29 ясно, что Ic* >> Iсн . Отсюда неизбежно следует, что tф10 <<tф01 .

Таким образом, быстродействие данного типа ключей определяется длительностью фронта tф01 . Для

уменьшения времени tф01 необходимо уменьшать сопротивление Rc , а это

приводит к росту остаточного напряжения на ключе (см. (2)). Следовательно, возможности повышения быстродействия ограничены. Общий вид переходных процессов в рассмотренной схеме показан на рис. 30.

В	ключе	с	динамической
нагрузкой	(рис. 25)		формирование	Рис. 30
среза происходит так же, как и в ключе

с резисторной нагрузкой, а время tф10 определяется формулой (12). Ток Ic* ,

входящий в выражение (36), является начальным током активного транзистора VT1 и равен

Ic* = βo1(Eп −Uo1)2 .

(37)

Формирование фронта происходит в период заряда емкости Cн через

нелинейную динамическую нагрузку. Учитывая параболический характер ВАХ (6), можно заранее ожидать, что заряд емкости будет происходить

медленнее, чем при резисторной нагрузке, а время tф01 будет больше. Поэтому в ключах с динамической нагрузкой, как и в резисторных ключах, быстродействие определяется длительностью tф01 .

Вкомплементарном ключе (рис. 27) переходные процессы

характеризуются тем, что заряд и разряд нагрузочной емкости Cн происходят примерно в одинаковых условиях. Это объясняется симметрией схемы по отношению к запирающему и отпирающему сигналу.

Заряд емкости происходит через открытый транзистор VT2 при запертом VT1. Разряд – через открытый транзистор VT1 при запертом VT2 . В том и

38

другом случае транзистор, открывшийся после очередного переключения, сначала работает на пологом участке со сравнительно большим током Ic* .

Затем, по мере заряда или разряда емкости, напряжение сток-исток падает ниже значения Ucн, и ток начинает уменьшаться. Следовательно, механизм

обоих процессов (заряда и разряда) тот же, который был рассмотрен при анализе разряда в ключе с резисторной нагрузкой (рис. 29).

Соответственно длительности фронта и среза определяются однотипными выражениями, аналогичными (12):

t10

=1,5(E

C

/ I *

) =

1,5EпCн

.

(38,а)

β

)2

ф

п

н

c1

(E

п

−U

o1

1

	tф01 =1,5(EпCн / Ic*2 ) =		1,5EпCн			.	(38,б)
		β2	(Eп −	Uo2	)2

В формулах (38) индексы 1 и 2 подчеркивают различие параметров n- и р-канального транзистора. Однако это различие несущественно. Поэтому длительности фронта и среза оказываются одинаковыми.