Avdeiko_Adamovich_Vershinin2

трансформатора работают поочередно, и в каждом полупериоде ток через Rн проходит в одном направлении. Временные диаграммы выпрямленного тока id и напряжения Ud приведены на рис. 12.2, б.

Оценим величину среднего выпрямленного напряжения:

1

π

1

π

Ud .ср

=

∫Ud (ωt )dϖt =

∫ Е2m sin (ωt )dϖt =

π

π

0

0

π

0π =

=

1

Е2 sin (ωt )dϖt = −

2E2

cos(ωt )

2

2

Е2 = 0,9E2.

∫

2

π

π

π

0

Коэффициент пульсаций для этой схемы Кп = 0,67.

Недостатки двухполупериодной схемы выпрямления:

−трансформатор опять загружен всего на 50 %;

−обратное напряжение, приложенное к диоду, равно двум ампли-

тудам Е2m, т.е. Uобр = 2Е2m = 2,82Е2;

−из-за неидентичности ЭДС Е2 трансформируемых в верхней и

нижней секциях вторичной обмотки трансформатора возникает дополнительная пульсация выпрямленного напряжения;

−сложность изготовления вторичной обмотки трансформатора из двух секций.

Достоинства двухополупериодной схемы выпрямления:

−среднее выпрямленное напряжение в два раза больше Ud.ср= 0,9Е2;

−максимальный выпрямленный ток в два раза больше максимального прямого тока одного диода;

−ниже коэффициент пульсаций Кп = 0,67.

Двухполупериодная мостовая схема выпрямления. Принципиальная электрическая схема этого выпрямителя и временные диаграммы работы приведены на рис. 12.3, а и 12.3, б соответственно.

Рассмотрим два полупериода действия переменной ЭДС Е2. При положительной полуволне ЭДС Е2 (интервал 0 < ωt < π) и указанной на рис. 12.3, а полярности без скобок, выпрямленный ток будет протекать через диод V1, нагрузку Rн и диод V4. Диоды V2 и V3 находятся под обратным напряжением и тока не проводят (плюс приложен к катоду, минус – к аноду). При отрицательной полуволне ЭДС Е2 (интервал π < ωt < 2π) и указанной на рис. 12.3, а полярности в скобках выпрямленный ток будет протекать через диод V3, нагрузку Rн и диод V2. Диоды V1 и V4 находятся под обратным напряжением и тока не проводят. И в оба полупериода ток сохраняет свое направление через Rн.

61

а)	V1	V3	id
i1
	i2
	+ (-)
u1	E2	Ud	Rн
	- (+)
	V2	V4

Рис. 12.3. Схема и временные диаграммы мостового выпрямителя

Основные технические характеристики мостовой схемы выпрямления в сравнении с предыдущей аналогичны. То есть среднее выпрямленное напряжение Ud.ср = 0,9Е2, коэффициент пульсаций Кп = 0,67, но мостовая схема обладает рядом достоинств.

Достоинства мостовой схемы выпрямления:

−полная загрузка трансформатора, вторичная обмотка загружена оба полупериода;

−обратное напряжение, приложенное к диоду, в два раза ниже, чем

усхемы с нулевой точкой;

−исключены дополнительные пульсации, характерные для схемы с нулевой точкой;

−мостовая схема может работать и без трансформатора, а схема с нулевой точкой не может.

Недостатки двухполупериодной схемы выпрямления:

−единственным недостатком мостовой схемы выпрямления является необходимость использования четырех диодов, но т.к. диоды – элементы недорогие, то этот недостаток является формальным.

В настоящее время мостовая схема выпрямления является самой массовой при построении вторичных источников питания.

12.3. Выпрямители с умножением напряжения

Схемы выпрямления с умножением напряжения применяются при построении высоковольтных источников питания для нагрузок, потребляющих малые токи (обычно до 10 мА).

62

Схема выпрямления с удвоением напряжения. Выпрямленное напря-

жение на выходе такого выпрямителя примерно в два раза выше напряжения вторичной обмотки трансформатора (рис. 12.4).

T	C1	V2
	+ (-)
u	E2	Rн	Ud=2E2
1
	V1	C2
	- (+)

Рис. 12.4. Схема выпрямления с удвоением напряжения

Схема работает следующим образом. При положительной полуволне ЭДС Е2 (интервал 0 < ωt < π) и указанной на рис. 12.4 полярности (в скобках), через диод V1 заряжается конденсатор С1 до амплитудного значения U2m. В следующий полупериод (интервал π < ωt < 2π) Е2 меняет полярность на противоположную (без скобок), диод V1 запирается, а напряжение на конденсаторе С1 складывается с Е2 (они включены последовательно), и через диод V2 заряжает конденсатор С2 практически до значения 2Е2.

Схема выпрямления с умножением напряжения на четыре. Выпрям-

ленное напряжение на выходе такого выпрямителя примерно в четыре раза выше напряжения вторичной обмотки трансформатора (рис. 12.5).

		V4
	C3	V3
		C4
T	C1	Ud=4E2
	+ (-)
		V2
u1	E2	Rн
	V1	C2
	- (+)

Рис. 12.4. Схема выпрямления с умножением напряжения на четыре

Схема состоит из двух удвоителей, рассмотренных ранее. Заряд конденсаторов С1 и С2 происходит так же, как в схеме рис. 12.4, за один период переменной ЭДС Е2. За второй период Е2 аналогично заряжаются конденсаторы С3 и С4 через диоды V3 и V4 до напряжения 2Е2. Таким об-

63

разом, полный заряд всех конденсаторов происходит за два периода действия Е2, при этом конденсатор С1 заряжается до напряжения Е2, а остальные – до 2Е2.

2.4. Трехфазные выпрямители

Трехфазные схемы выпрямления применяют для построения более мощных выпрямителей напряжения. Существуют две типовые трехфазные схемы выпрямления: трехфазный выпрямитель с нулевой точкой и трехфазный мостовой выпрямитель Ларионова. Обычно в схему трехфазного выпрямителя входит трехфазный трансформатор, обеспечивающий получение необходимого значения выпрямленного напряжения.

Трехфазный выпрямитель с нулевой точкой. Схема построения та-

кого выпрямителя приведена на рис. 12.5. Первичные обмотки трехфазного трансформатора Тр могут включаться по схеме звезды или треугольника, а вторичные обмотки включаются по схеме звезды для образования нулевой точки.

Рис. 12.5. Схема трехфазного выпрямителя с нулевой точкой

На рис. 12.6 приведены временные диаграммы исходных напряжений вторичных обмоток трехфазного трансформатора ua(t), ub(t) и uc(t), а также выпрямленных напряжений ud(t) и токов iн(t) при резистивной нагрузке.

Принцип работы рассматриваемой схемы выпрямления основан на том, что в любой произвольный момент времени ток проводит только один диод, потенциал анода которого наиболее положителен. Так, в интервале углов от ωt1 до ωt2 ток проводит диод VD1, в интервале углов от ωt2 до ωt3 ток проводит диод VD2, а в интервале углов от ωt3 до ωt4 – диод VD3. В результате функция выпрямленного напряжения ud(t) представляет собой огибающую по верхним частям синусоид трехфазной системы напряжений ua(t), ub(t) и uc(t), (рис. 12.6).

64

Рис. 12.6. Временные диаграммы напряжений и токов в трехфазном выпрямителе с нулевой точкой

Для оценки величины среднего выпрямленного напряжения следует проинтегрировать функцию ua(t) на интервале от ωt1 = π/6 до ωt2 = 5π/6 и разделить результат на угол ωt2 – ωt1 = 2π/3.

3

5π

3

=

∫ uad (ωt )dϖt =

2 sin (ωt )dϖt =

Ud .ср

2U

2π

2π

π/6

5π/6 =

= −

3

2U2

cos(ωt )

3

3

2

U2 = 1,165U2.

2π

2π

π/6

Коэффициент пульсаций для этой схемы Кп = 0,25, в то время как для двухполупериодного однофазного выпрямителя Кп = 0,67, при этом частота пульсаций в три раза выше частоты сетевого напряжения.

Достоинства трехфазной схемы выпрямления с нулевой точкой по сравнению с однофазными выпрямителями:

−больше величина выпрямленного напряжения: Ud.ср.= 1,165U2, где U2 – действующее значение напряжения во вторичных обмотках;

−меньше коэффициент пульсаций: Кп = 0,25;

−выпрямленное напряжение никогда не снижается до нуля;

−максимальный выпрямленный ток в три раза больше тока одного

диода.

Недостатки трехфазной схемы выпрямления с нулевой точкой:

−трансформатор работает с подмагничиванием и загружен всего на 1/3;

−к диодам прикладывается повышенное обратное напряжение

1,5U2m.

65

Трехфазный мостовой выпрямитель Ларионова. Схема построения такого выпрямителя приведена на рис. 12.7. Первичные и вторичные обмотки трехфазного трансформатора Тр могут включаться по схеме звезды или треугольника.

+

Рис. 12.7. Схема трехфазного мостового выпрямителя Ларионова

На рис. 12.8 приведены временные диаграммы исходных напряжений вторичных обмоток трехфазного трансформатора ua(t), ub(t) и uc(t), а также выпрямленных напряжений ud(t) и токов iн(t) при резистивной нагрузке.

Рис. 12.8. Временные диаграммы напряжений и токов в трехфазном мостовом выпрямителе Ларионова

Принцип действия такого выпрямителя основан на том, что в любой произвольный момент времени ток проводят два диода, один из них – потенциал анода которого наиболее положителен, второй – потенциал катода которого наиболее отрицателен. Так, в интервале углов от ωt1 до ωt2 самым

66

положительным напряжением является ua(t) и ток проводит диод VD1, а самым отрицательным напряжением является ub(t), значит, ток проводит диод VD5. В интервале углов от ωt2 до ωt3 самым положительным напряжением остается ua(t) и диод VD1 продолжает проводить ток, самым отрицательным напряжением стало uc(t), и теперь ток пропускает VD6, и т.д.

В результате на плюсовом и минусовом выводах выпрямителя формируются напряжения в виде огибающих соответственно по верхним и нижним частям синусоид трехфазной системы напряжений ua(t), ub(t) и uc(t) относительно точки 0' (рис. 12.8).

Функция выпрямленного напряжения ud(t) определяется как разность между верхней и нижней огибающими (рис. 12.8).

Для оценки величины среднего выпрямленного напряжения следует проинтегрировать разность функций [ua(t) – u b(t)], на интервале от ωt1 = π/6 до ωt2 = π/2 и разделить результат на угол ωt2 – ωt1 = 2π/6.

π/ 2

π/ 2

U

=

6

u

(ωt ) − u

(ωt ) dϖt =

6

2U2

sin (ωt ) − sin (ωt − 2π / 3) dϖt =

2π

∫

2π

∫

d .ср

a

b

π/6

π/ 2

π/6

=

6

2U2

− cos(ωt ) + cos(ωt − 2π / 3)

=

6 3 2

U

2

= 2,33U

2

.

2π

π/6

2π

Коэффициент пульсаций для этой схемы Кп = 0,057, в то время как для схемы с нулевой точкой Кп = 0,25, при этом частота пульсаций в шесть раз выше частоты сетевого напряжения.

Достоинства трехфазного мостового выпрямителя:

−больше величина выпрямленного напряжения: Ud.ср.= 2,33U2, где U2 – действующее значение напряжения во вторичных обмотках;

−меньше коэффициент пульсаций: Кп = 0,057;

−выпрямленное напряжение никогда не снижается до нуля;

−максимальный выпрямленный ток в три раза больше тока одного

диода;

− отсутствует подмагничивание трансформатора и он загружен на 2/3;

−вдвое меньше обратное напряжение, приложенное к диоду;

−выпрямленное напряжение никогда не снижается до нуля.

Недостатки трехфазной схемы выпрямления с нулевой точкой:

−единственным недостатком является необходимость использования шести диодов, но поскольку диоды достаточно дешевы, то этот недостаток является формальным.

67

12.5. Сглаживающие фильтры

Сглаживающие фильтры предназначены для подавления пульсаций выпрямленного напряжения после выпрямителя. Поэтому сглаживающие фильтры устанавливают сразу после выпрямителя непосредственно перед нагрузкой или стабилизатором напряжения (рис. 12.9).

Рис. 12.9. Подключение сглаживающего фильтра

Количественно степень подавления пульсаций сглаживающим фильтром оценивается коэффициентом сглаживания Qф, который равен отношению коэффициента пульсаций на входе фильтра Кп.вх к коэффициенту пульсаций на выходе фильтра Кп.вх. Чем больше коэффициент сглаживания фильтра Qф, тем лучше:

Qф = Кп.вх.ф Кп.вых.ф

Наиболее часто в качестве сглаживающих фильтров применяют емкостной фильтр или Г-образные LC- или RC-фильтры, а также их комбина-

ции (рис. 12.10).

Емкостные сглаживающие фильтры (рис. 2.10, а). Их используют,

когда нагрузка потребляет небольшие токи. Выпрямленными импульсами напряжения конденсатор заряжается, и в промежутках между импульсами разряжается через Rн (рис. 12.11).

Рис. 12.10. Схемы сглаживающих фильтров

68

Рис. 12.11. Влияние Сф на Ud

Грубо коэффициент сглаживания такого фильтра можно оценить в следующем виде:

	Qф = ωпCфRн ,
где ωп –	частота пульсаций;
Сф –	емкость конденсатора;
Rн –	сопротивление нагрузки.

Из приведенного выражения следует, что чем больше емкость конденсатора Сф и сопротивление Rн, тем больше коэффициент сглаживания. Поэтому в фильтрах применяют электролитические конденсаторы большой емкости.

Сглаживающие RC-фильтры (рис.12.10, б). Их также используют,

когда нагрузка потребляет небольшие токи (не более 20 мА). Конденсатор заряжается через Rф, и т.к. через Rф проходит весь ток Iн, то за счет падения напряжения IнRн напряжение на Rн снижается. Приблизительно коэффициент сглаживания такого фильтра можно оценить в виде:

Qф = ωпCф(Rн + Rф) .

Сглаживающие LC-фильтры (рис.12.10, в). Их используют, когда нагрузка потребляет более значительные токи (более 20 мА). Конденсатор заряжается через Lф, и т.к. Lф имеет малое активное сопротивление, то даже при прохождении тока Iн через Lф падение напряжения на индуктивности невелико, напряжение на Rн снижается незначительно, и потому кпд LC-фильтра выше. Приблизительно коэффициент сглаживания такого фильтра можно оценить в виде:

Qф = ω2пCфLф .

Наиболее эффективны так называемые П-образные фильтры, которые представляют собой цепочку из последовательно включенных емкостного фильтра и одного из рассмотренных RC- или LC-фильтра в зависимости от силы тока нагрузки. Общий коэффициент сглаживания такого фильтра оценивается как произведение коэффициентов сглаживания составляющих фильтров.

69

12.6. Стабилизаторы напряжения

Стабилизаторы напряжения поддерживают напряжение на нагрузке постоянным Uвых = const при изменяющихся входном напряжении стабилизатора Uвх и токе нагрузки Iн в своих ограниченных диапазонах. Стабилизатор напряжения включается между сглаживающим фильтром и нагруз-

кой (рис. 12.12).

Рис. 12.12. Подключение стабилизатора напряжения

По типу стабилизаторы напряжения делятся на параметрические (пассивные) и компенсационные (активные). По принципу действия компенсационные стабилизаторы бывают с непрерывным и импульсным регулированием.

Параметрический стабилизатор напряжения. Схема такого стаби-

лизатора напряжения приведена на рис. 12.13.

	Rб
Io	Iст	Iн
U		Rн	U
вх			ст
	VD1
-			-

Рис. 12.13. Схема параметрического стабилизатора напряжения

Принцип действия параметрического стабилизатора напряжения основан на особенности вольт-амперной характеристики стабилитрона, на обратной ветви которой имеется участок со слабой зависимостью напряжения при значительных изменениях силы тока (см. рис. 11.12). Так, при увеличении напряжения Uвх увеличится ток стабилитрона Iст, увеличится ток Iо, увеличится падение напряжения на резисторе Rб, а выходное напряжение Uст увеличится незначительно. При уменьшении Uвх – аналогично, но наоборот.

70