4. Расчет системы стабилизации амплитуды колебаний.

При стабилизации амплитуды с помощью ИНЭ (рис. 7, 8) по заданной амплитуде выходного напряжения выбирается рабочая точка на вольт-амперной характеристике ИНЭ и затем рассчитываются элементы цепи отрицательной обратной связи.

В расчете системы с АРУ вначале выбирается тин регулирующего полевого транзистора T₁ (рис.10). По справочнику и выражениям (12. 16) находятся его параметры (U_отс ,R_опт,U_зн, R_нпт).

Затем, исходя из значения выходного напряжения автогенератора и того, что напряжение на полевом транзисторе не должно превышать 0,2В рассчитываются сопротивления цепи обратной связи R_св1 R_св2 (рис. 10)

Расчет пикового детектора производится по методике изложенной в [3]. Выбирается тип сумматора и рассчитывается его коэффициент передачи по входу I(а1) и входу 2 (а2). Из выражений (15, 17) рассчитывается коэффициент передачи усилителя ошибки и значение опорного напряжения (U₀) После расчета схемы стабилизации определяются основные характеристики автогенератора: нестабильность частоты и амплитуды колебаний при изменении температуры; искажения формы выходного напряжения.

1-3 РАСЧЕТ БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫХ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

1-1. ВВЕДЕНИЕ

Одним из основных требований, предъявляемых к мощным выходным устройствам усилителей, является высокий коэффициент полезного действия (η). Характерной особенностью мощных каскадов является их работа на сравнительно низкоомную нагрузку. В случае лампового каскада дельных значений η достигалось за счет согласующего устройства. Представив себе, что с помощью лапмового каскада требуется обеспечить мощность 10Вт в нагрузке 5 Ом (например, сопротивление катушки динамики). При этом, требуемые значения амплитуды на нагрузке Uнм и тока в нагрузке Iнм будут соответственно равны:

;

Учитывая, что электровакуумные приборы нормально работают при анодных напряжениях в сотри вольт и имеют сравнительно низкие значения максимальных токов анода, то требуемые значения U_нм и I_нм являются явно неприемлемыми. Транзисторы, как правило, способны отдавать в нагрузку значительные токи при сравнительно низких напряжениях, что как раз способствует наиболее типичным режимам мощных усилителей.

1.2 Практическая схема усилителя мощности .

Для глубокой компенсации четных, гармоник в таких схемах параметры обоих транзисторов долены быть идентичными. Оте­чественной промышленностью разработаны маломощные пары раз­нотипных транзисторов с хорошей идентичностью.

Для каскадов мощностью выше 1 Вт подобрать разнотипный транзисторы с близкими параметрами не удается. Поэтому наиболее распространенной схемой бестрансформаторного усилителя мощности является комбинированная схема (рис. 1).

Рисунок 1

Здесь вход­ная пара разнотипных транзисторов V₁, V₂ обеспечивает по лучение противофазных напряжений для однотипных транзисторов V₃ и V₄ входного каскада. Входные транзисторы запитываются по постоянному и переменному току от каскада предварительного усиления V₀ . Режим покоя для V₃, V₄, а, следовательно, и для V₁ и V₂ обеспечивается за счет падения нап­ряжения на резисторе.

Для создания идентичных условий работы транзисторов V₁ и V₂ по переменному току, напряжение сигнала в точках “а” и “б” должно быть одинаковым. С этой целью резистор шунтируется конденсатором С₀ . При отсутствии резисторов R' постоянный ток V₁ и V₂ будет равен току базы V₃ и V₄, что может оказаться недостаточным для раскачки мощных выходных транзисторов, особенно на высоких частотах, где часть переменного тока входных транзисторов ответвляется в коллекторные емкости V₃ и V₄. С помощью резисторов R' можно для V₁ и V₂ задавать необходимую величину ток покоя, превышающего ток базы выходных транзисторов. Согласно рис. 2,

Рисунок 2

необходимая величина падения напряжения на R₀ определяется следующим образом:

Очень часто вместо резистора R₀ включается диод в прямом включении с большим падением напряжения, равным необходимой величине U₀. Эти диоды называются стабисторами. В этом случае за счет температурной зависимости параметров стабистора, близких к аналоговый зависимостям U_бэ транзисторов V1-V3, происходит некоторая стабилизация режима покоя. Добиться строгой идентичности плеч по схеме рис. 1. не уда­ется по следующей причине: Верхнее плечо представляет собой эмиттерный повторитель на составном транзисторе V1, V3 (рис. 3),

Рисунок 3

нижнее же плечо выполнено я виде двухкаскадного усилителя, охваченного 100% общей отрицательной обратной связью ( ). Если в верхнем плече V₁ работает на высокое входное сопротивление повторителя на высокое входное сопротивление повторителя на V₃, то в ниж­ней плече V₂ нагружен на малое входное сопротивление V₄. Правда, и величина переменного сигнала при этом на коллекто­ре V₂ значительно меньше, чем на эмиттере V₁, за счет уси­лительных свойств V₄, работающего в режиме усиления. Од­нако за счет глубокой обратной связи в нижнем и верхнем пле­че (как у повторителя) разница в передаточных характеристи­ках плеч не может быть существенной. Таким образом, потен­циальные свойства двухтактных каскадов в смысле компенсации четных гармоник в данной схеме реализуются достаточно полно. Схемa на рис. 1 обладает одним существенным недостатком - плохим использованием постоянного напряжения на транзисто­рах V₁ и V₃. Покажем это с помощью рис. 5.

Рисунок 4

Рисунок 5.

Допустим, что величина неискаженного переменного напряжения на выходе V1 равна постоянному напряжению U_кб. Тогда на выходе предва­рительного каскада необходимо развить напряжение

где К_п - коэффициент передачи повторителя на V1. Полагая, что в предварительное каскаде амплитуда переменной составля­ющей тока коллектора равна постоянной составляющей I₀ (что возможно лишь в идеальном случае), можно записать:

(1)

где R_вх - входное сопротивление усилителя мощности. Посколь­ку падение напряжения на R_к равно U_квх , то . Подставляя значения R_к и U_квх*U_~, в (1) получаем:

(2)

Ясно, что равенство (2) не имеет смысла, поскольку К_п<1.

Это означает, что при такой построении невозможно обес­печить полное использование постоянного напряжения U_квх, и U_~<U_квх. Если обозначать коэффициент использования , то получим

откуда следует, что при необходим бесконечный ток I₀. Для приемлемых же значений тока I₀ получается малое зна­чение , а, следовательно, и низкий коэффициент полезно­го действия.

С целью лучшего использования напряжения приценяется схема компенсации, изображенная на рис. 6.

Рисунок 6

С помощью кон­денсатора большой емкости C переменное напряжение с вы­хода повторителя подводится к общей точке резисторов R’_к и R”_к:( ). Поскольку повторитель обладает, коэффициентом передачи, близким к единице, потенциал в точ­ке 2 равен (при большой емкости С) потенциалу в точке 3 и, следовательно близок к потенциалу в точке 1). В результате разность потенциалов на концах резистора R"_к становится очень малой, следовательно, и ток, ответвляющий из коллек­тора V₀ и R"_к будет мал. Это означает, что эквивалентное сопротивление переменному току между точками 1-2 резко уве­личилось

Теперь требуемое значение тока I₀, транзистора V₀ равно:

В результате применения схемы компенсации необходимое значе­ние I₀ даже при U_~=U_кб может быть сделано незначитель­ным.

Построенная но основе рис.6 эквивалентная схема для пе­ременного тока (при этом сопротивление конденсатора C по­лагается равным нулю) изображена на рис. 7.

Рисунок 7.

Резистор R”_к оказывается присоединенным параллельно переходам база-эмиттер транзисторов V₁ и V₃, a R_к- параллельно нагрузке. Таким образом, параллельно резистору R''_к подключено входное сопротивление составного транзистора V₁-V₃, равное

где: h_lli - входное сопротивление соответствующего транзис­тора для схемы с общий эмиттером.

Очевидно, что теперь величину R”_к следует выбирать из условия , и на практике достаточно иметь . Поскольку в схеме с компенсацией требуемое значение тока I0 невелико, величина получается достаточно большой для обеспечения необходимой величины R”_к и .

Однако введение компенсации приводит к тому, что тран­зистор V1 работает от больного выходного сопротивления то есть работает в режиме заданного тока (рис. 8).

Рисунок 8.

В этом случае система V₁-V₂, теряет некоторые свойства эмиттерного повторителя. В частности, выходное сопротивление верхне-плеча резко увеличивается. Значительно увеличивается и выходное сопротивление плеча. где V₂ также работает в режиме заданного тока базы. Путем анализа можно определить выходное сопротивление верхнего плеча, равное

где - выходное сопротивление транзистора V₀;

- усиление соответствующих транзисторов во току;

- сопротивление перехода коллектор-база V₁.

1-3. МЕТОДИКА РАСЧЕТА КОМБИНИРОВАННОЙ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ С КОМПЕНСАЦИЕЙ.

Расчетная схема усилителя приведена на рис. 9.

Рисунок 9.

Обычно в задании оговаривается максимально требуемая мощность Р_н и сопротивление нагрузки R_н. Задается также диапазон рабочих частот и допустимый уровень нелинейных искажений. Следует подчеркнуть, что получение аналитических соотношений для подсчета нелинейных искажений в рассматриваемой схеме является довольно сложной задачей. Поэтому наиболее приемлемым является экспериментальное определение искажений после разработки усилителя. В случав превышения искажений над заданным целесообразнее всего ввести отрицательную обратную связь по выходному напряжению необходимой величины.

Расчет следует начинать с выбора режима работы выходных транзисторов. В режиме "А" необходимое значение тока покоя транзисторов V₃ и V₄ определяется из следующих соображений. Требуемая амплитуда переменного тока в нагрузке для обеспечения заданной мощности равна:

В идеальном случае полного использования тока покоя , поскольку схема двухтактная.

В реальном же случае полного использования Iп добиться невозможно, поскольку , где: - управляемая часть тока покоя, - неуправляемая часть тока покоя, определяемая наличием теплового тока коллектора. При наличии низкоомных резисторов , шунтирующих переходы база-эмиттер транзисторов V₃ и V₄ величина этого тока в 5 - 10 раз превышает значение , указываемого в справочнике.

Поскольку в режиме "А" предельный КПД составляет 50%, а реальный не выше 35 - 40%, то по заданной мощности можно определить мощность, которой должны обладать выходные транзисторы:

Необходимая величина постоянного напряжения U_кэ на выходных транзисторах выбирается из условия

где: U₀ - запас, исключающий попадание рабочей точки в область насыщения.

U₀ для различных типов транзисторов колеблется в пределах 0,5 - 3 В. Следует еще учитывать, что на транзисторах V₁ и V₂ напряжение U_кэ меньше, чем у выходных транзисторов на величину U_бэ , а сигнал на них должен быть больше по амплитуде, поскольку коэффициент передачи выходного повторите­ля на V₃ меньше единицы. На транзисторе V₀ напряжение равно

При этом выходное переменное напряжение U₀ должно быть еще больше за счет отличия коэффициента передачи от единицы все­го усилителя мощности. Но если даже принять, что:

то:

где: К_п - коэффициент передачи всего усилителя мощности, U₀ - запас по насыщению у транзистора V₀ , которые для маломощных транзисторов можно выбирать в пределах (1-2) В.

Практически значение К_п находится в пределах (0,7-0,9) (в зависимости от величины нагрузки). При нагрузках ниже (5-10)Ом следует принимать меньшее значение. Итак,

Тогда:

У выбираемых в качестве выходных транзисторов допустимое напряжение U_{к доп} должно соответствовать неравенству . По определенным таким образоми заданной полосе частот, можно выбрать подходящий тип транзистора. После этого уточняется величина неуправляемого тока и окончательно определяется величина покоя выходных транзисторов: .

Значение резистора защиты R_з должно быть достаточно большим, чтобы ограничить на допустимом уровне величину тока через транзисторы V3 и V4 и в то же время снижений коэффициента полезного действия при введении R_з должно быть незначительным. Будем полагать . Откуда: . Ток покоя транзисторов V₁ и V₂ определяется током базы соответственно выходных транзисторов V₃ и V₄ и током через резистор R'.

Можно принимать

Тогда: .

Постоянные напряжения устанавливаются автоматически равными .

Зная величину тока покоя через каждый транзистор V₁ и V₂ и можно подсчитать мощность, рассеиваемую на коллекторах V₁ и V₂ .

Транзисторы, выбираемые в качестве V₁ и V₂ должны иметь следующие предельные параметры:

. Кроме того, эти транзисторы должны соответствовать и по частотным свойствам. Определив тип транзисторов V₁ - V₄ и зная величины их токов покоя, можно определить необходимую величину напряжения смещения U₀: .

Ток покоя каскада предварительного усиления на V₀ выбирается из условия , но не менее 5 мА для обеспечения максимальных усилительных свойств транзистора V₀ . Тогда . Задавшись напряжением , можно определить

Транзистор V₀ выбирается по частотные свойствам и исходя из следующих требований:

Резистор R_к должен быть много больше входного сопротивления составного транзистора

Тогда .Значение емкости С₀ определяется из неравенства где: - нижняя круговая частота рабочего диапазона.

Емкость конденсатора в цели компенсации выбирается из неравенства .

Конденсаторы С_р и С_э рассчитываются по известным формулам исходя из приходящихся на эти элементы доли частотных иска­жении всего усилителя М_нэ ,М_нср

Здесь: - коэффициент усиления предварительного каскада;

- эквивалентное сопротивление переменному току этого каскада,

- выходное сопротивление усилителя мощности.

Ниже приводятся формулы для расчета значений R₀ ,R~ ,R_вых. Вначале определим усилительные параметры повторителя, Расчет ведется на одно плечо, полагая другое идентичным.

где: r_k1 - сопротивление коллекторного перехода V₁;

r_k0 - сопротивление перехода коллектор-эмиттер V₀.

Коэффициент передачи повторителя подсчитывается по формуле:

Здесь: входное сопротивление повторителя на V₃; - сопротивление эмиттерного перехода соответственно транзисторов V₁ и V₃.

Входное сопротивление усилителя мощности в целом равно

Величина R_~ предварительного каскада

Коэффициент усиления предварительного каскада

.

Если усилитель, частью которого является рассматриваемое выходное устройство, не охвачен общей отрицательной обратной связью по постоянному току, то усилитель мощности целесообразно охватить собственной обратной связью через резисторы R₁ ,R₂ ,R₃ . Для расчета значений этих резисторов необходимо задаться величиной тока, протекающего через эти резисторы; , где I_б - ток базы V₀.

Тогда:

;

Конденсатор фильтра С₀ устраняющим обратную связь по переменному току, определяется из соотношения:

При выборе транзисторов по частоте следует иметь в ви­ду, что наибольшее частотное искажение вносит повторитель на V₁ , имеющим при наличии компенсации большое выходное сопротивление и нагруженные на большую емкость коллекторно­го перехода V₃, а предварительный усилитель, обладающий при компенсации высоким усилением. Транзистор V₃ должен обладать предельной частотой f_т в 5-10 раз выше верхней частоты рабочего диапазона усилителя. Частотные искажения, вносимые повторителем на V₁ практически не зависят от частотных свойств самого транзистора V₂ , и его предельная частота определяется по такой же рекомендации, что и у V₃

Частотные искажения, определяемые каскадом на V₁ , мож­но подсчитать по формуле

где:C_к3- коллекторная емкость V₃;

Частотные искажения, вносимые предварительным каскадом,

рассчитываются по формуле

где:

- коллекторная емкость V₃

выходное сопротивление источника сигнала, от которого будет работать каскад на V₀.

Для уменьшения частотных искажений в качестве V₀ следует выбирать высокочастотный транзистор, с минимальным значением емкости С_к.