4 Вказiвки з проектування лiнiйного пiдсилювача

4.1 Принципова схема пiдсилювача

Принципова схема найпростішого трьохкаскадного лінійного підсилювача в загальних рисах відповідає схемам підсилювачів у системах передачі К-120 та К-300 (рис 4.1).

На вході підсилювача включаються два діоди VD1 та VD2. Це - схема захисту першого підсилювального каскаду від імпульсних завад з лінії зв'язку. Аналогічна схема захисту включається на виході підсилювача (VD4…VD8).

Проте для того, щоб схема не спрацьовувала від корисного сигналу, шунтування вихідного кола можливо тільки у випадку, коли амплітуда завади перевищує 2V. При дії завади позитивної полярності відкриваються діоди VD5, VD6, VD7. Завада негативної полярності відкриває коло VD4, VD6, VD8.

Підсилювач складається із транзисторів VT1, VT2, VT3, що включаються за схемою з загальним емітером (ЗЕ) з метою одержання максимального підсилення потужності. База вхідного транзистора VT1 та колектор вихідного VT3 замкнуті на корпус через конденсатори високочастотного обходу С2 та С10 для запобігання можливості самозбудження підсилювача за межами необхідної смуги пропускання. Струм покою кожного каскаду стабілізується з допомогою емітерних схем стабілізації. Міжкаскадний зв'язок здійснюється через розподільні конденсатори С5 та С7. Тому режими роботи у каскаді взаємно незалежні.

Сигнал загального зворотнього зв'язку (ЗЗ) знімається з емітера VT3, в коло якого послідовно включається резистор R17 (напруга на ньому пропорційна струму вихідного каскада) та обмотка 9-10 (напруга на обмотці пропорційна напрузі на навантаженні транзисторів – обмотці 7-6). Вводиться сигнал ЗЗ на емітер VT1. За рахунок зменшення напруги ЗЗ на резисторі R1 послідовно входу вводиться сигнал ЗЗ, а за рахунок наведеної ЕРС в обмотці 3 при протіканні струму ЗЗ через обмотку 5-6 паралельно входу вводиться сигнал ЗЗ.

Таким чином, і на вході і на виході має місце комбінований ЗЗ. Зворотній зв'язок здійснюється тільки за змінним струмом завдяки наявності на вході та виході загального кола негативного зворотнього зв'язку (НЗЗ) розподільних конденсаторів С6 та С11.

Технологічний розкид транзисторів складає 200…400 %. Для стабілізації характеристик окремих каскадів їх обхоплюють колами місцевого ЗЗ. Найпростіше реалізувати послідовний за входом ЗЗ по струму ввімкненням резистора в коло емітера (наприклад, R9). Для цього також використовують резистор R1. У вихідному каскаді в місцевому НЗЗ використовують сигнал загального комбінованого зв'язку, який знімається з R17 та 9-10.

Основна частина напруги ЗЗ (за постійним струмом) для стабілізації струмів спокою знімається з резисторів R4, R10, R16, які блокуються за змінним струмом конденсаторами великої ємності С4, С8, та С12. R2, R3, R6, R7, R14 та R15 призначаються для подачі фіксованих потенціалів на бази транзисторів.

Загальним для всього підсилювача є фільтр у колі живлення L1, C1. У базовому колі транзистора VT1 утворюється ще додатковий індивідуальний фільтр R2, C3.

Діод VD3 призначається для захисту від пробою транзистора VT3 при попаданні через коло живлення завад негативної полярності. Якщо його немає, ця завада достатньої амплітуди переведе перехід база – колектор у відкритий стан (а перехід база – емітер у цей час відкритий), і транзистор згорить від надмірного струму, тому що опір обмотки 7-8 незначний, опір резистора R17 малий, а R16 для імпульсного сигналу закорочується конденсатором С12.

У підсилювачі застосовується частотно-незалежний регулятор підсилення ступеневого типу. Він виконується в вигляді Т-образної схеми (R11, R12, R13) та включається в коло загального ЗЗ (одна ланка регулятора зображена на рис.4.1). Позитивною якістю цього регулятора є та обставина, що при визнаній мірі послаблення сигналу його вхідний та вихідний опір завжди повинен бути узгодженим з джерелом сигналу та навантаженням, тобто параметри керуючих кіл не будуть змінюватися при зміні коефіцієнту підсилення. У промисловій апаратурі є можливість включати в коло ЗЗ один з трьох – чотирьох регуляторів шляхом перепайки відповідних перемичок.

За рахунок паразитних ємностей, що утворюються резисторами регулятора та корпусами, глибина ЗЗ в області верхніх частот падає, збільшується фазове запізнювання сигнала зворотнього зв'язку, що може привести до самозбудження підсилювача. З метою усунення цього небажаного ефекту регулятор блокується конденсатором С10.

4.2 Розрахунок лiнiйного пiдсилювача

На стадії курсового проектування проводять розрахунок підсилювача за істотно полегшеними вимогами. Функціональна та принципова схема визначені (якщо проектування не виконується за індивідуальним завданням). Необхідно вибрати тип підсилювальних приладів, до того ж при верхній робочій частоті та потужності, яка віддається в десятки міліват з метою скорочення номенклатури деталей у всіх каскадах необхідно використовувати однотипні транзистори. Потім провести енергетичний розрахунок підсилювача, уточнити якісні показники, розрахувати реактивні елементи [4, 5].

4.2.1 Вибір типу транзисторів

Тип транзисторів вибирають з урахуванням можливості їх використання в кінцевому каскаді по максимально допущеній потужності розсіювання на колекторі P_Kмакс , граничній частоті підсилення струму в схемі з ЗЕ f_h21E та допущенному температурному режиму.

У трансформаторному каскаді, що працює в режимі класу А, при потужності, яка має бути віддана, в десятки міліватт завжди можливо зняти визнану потужність сигналу та забезпечити полегшений температурний режим, якщо виконати умову:

, (4.1)

де P_H - потужність, що віддається підсилювачем;

h_T – ККД вихідного трансформатора;

h_A – максимальний ККД підсилювального прибору в режимі А;

N₁– коефіцієнт запасу.

Для розрахунку зручно прийняти h_T = 0,9; h_A = 0,4; N₁ = 2,5...3. Для того, щоб скористати процес настройки підсилювачів, та підвищити їх стійкість в області верхніх частот, тип транзистора вибирають з урахуванням нерівностей:

, (4.2)

де - межова частота коефіцієнта передачі струма транзистора в схемі з ЗЕ (на цій частоті статичний коефіцієнт передачі струму зменшується до рівня 0,7 в порівнянні з областю нижніх частот); fв – верхня робоча частота. Іноді в довідниках замість частоти вказують частоту f_h21б або f_гр.;f_h21б - це межова частота коефіцієнта передачі струму в схемі з ЗБ, тобто частота, на якій цей коефіцієнт зменшується до рівня 0,7 в порівнянні з областю нижніх частот. Частота f_гр – межова частота транзистора в схемі з ЗЕ, при якій =1.

Взаємозв'язок між названими частотами можливо установити з допомогою таких виразів:

(4.3)

де - довідкові параметри: межі технологічного розкиду.

В інших випадках у довідниках вказують величину модуля коефіцієнту передачі струма на визначеній частоті f. Тоді можливо використати вираз:

. (4.4)

Результати обчислення за формулами (4.1) та (4.2) дозволяють вибрати відповідний тип транзистора з допомогою довідника.

4.2.2 Розрахунок кінцевого каскаду

Навантаженням однотактного трансформаторного каскаду підсилення є коаксіальна лінія з хвильовим опором r (рис. 4.2).

Рисунок 4.2

Для каскадів потужного підсилення апаратури загального призначення прийнято видержувати співвідношення:

, (4.5)

де Рк – потужність розсіювання на колекторі в режимі спокою.

У трансформаторному каскаді, який працює в режимі класу А, напруга між колектором та емітером при досить великому сигналі може приблизно в 2 раза перевищувати напругу спокою. Тому необхідно напругу спокою U_КЕ вибрати з умови:

, (4.6)

де U_{КЕ max} - максимально допустима напруга коллектор-емітер.

Для спрощення обчислень рекомендується округляти величину U_КЕ у більшу сторону до ближнього цілого числа вольт. У випадку використання високовольтних транзисторів величина U_КЕ може досягати декількох десятків вольт, а це неприпустимо, оскільки всі підсилювачі по колу живлення включаються послідовно. При цьому виникає небезпека, що загальна напруга джерел живлення перевищить межу міцності ізоляції жили кабелю. Доводиться при використанні високовольтних транзисторів обмежувати напругу величиною 5...6 В.Тоді струм спокою:

. (4.7)

Точку спокою (робочу точку) з координатами U_КЕ, I_K відзначають на сім’ї вихідних статичних характеристик (рис. 4.3); через цю точку необхідно провести пряму навантаження так, щоб з підсилювального приладу можливо було зняти сигнал необхідної потужності:

, (4.8)

де N₂ - коефіцієнт запасу, який ураховує збитки енергії за рахунок неточного погодження з навантаженням та збитки в колах Н33. Як правило, вибирають N₂ =1,2.

Таких прямих можливо провести багато, але бажано повніше використати напругу джерела живлення та зменшити амплітуду змінної складової струму колектору. Остання обставина дає можливість скоротити межі зміни параметрів транзистора за період сигналу, а це дуже важливо: зменшуються динамічні частоти та фазові спотворення, коефіцієнт гармонік. Область використання напруги живлення обмежується пунктирною лінією з індексами 1-1 (рис. 4.3). Лівіше цього пунктиру статичні характеристики різко падають, зменшується h_21E і в краю області транзистор входить у режим насичення.

Область використання транзистора за струмом обмежена пунктирною лінією з індексами 2-2 (рис. 4.3). При малих струмах колектора різко зменшується h_21E, що добре можливо простежити за вихідними характеристикам. Розміри заштрихованих областей різні для кожного типу транзистора. Близька до оптимальної величина опору навантаження в колекторному колі транзистора:

. (4.9)

Рисунок 4.3

Амплітуди змінних складових струму та напруги у колекторному колі відповідно [4]:

(4.10)

. (4.11)

По осі абсцис від координати U_КE праворуч відкладають відрізок I_КR_K~, через його кінець та точку спокою проводять пряму навантаження. Відмічають струми:

, (4.12)

. (4.13)

При дотримуванні умови (4.1) робоча область навантажувальної прямої автоматично опиниться поза межами областей, які заштриховані на рис. 4.3. Максимальний та мінімальний струми бази розраховують з урахуванням використання найгіршого транзистора:

, (4.14)

. (4.15)

Струми та відмічають на осі ординат вхідних характеристик

(рис. 4.4) та находять відповідні значення напруги між базою та емітером та .

Потім визначають амплітуду вхідного струму, амплітуду вхідної напругу та вхідний опір транзистора VT3:

, (4.16)

, (4.17)

. (4.18)

Коефіцієнт підсилення напруги вихідного каскаду :

. (4.19)

Рисунок 4.4

Обчислення, які проводяться відповідно до наведеної методики розрахунку, будуть справедливі, якщо коефіцієнт трансформації ТV2 вибрати таким, що дорівнює , активні опори первинної та вторинної обмоток трансформатора – відповідно r_7-8 та r_11-12 [5]:

(4.20)

(4.21)

, (4.22)

де - хвильовий опір кабелю;

- відношення опору первинної обмотки до перерахованого опору вторинної обмотки.

З метою найбільш повного використання напруги живлення в трансформаторних каскадах, де через первинну обмотку протікає постійна складова струму вихідного транзистора, звичайно вибирають С » 0,5. Для вхідного трансформатора вибирають С » 1. Амплітуда сигналу на навантаженні .

4.2.3 Розрахунок стабілізуючих кіл

Із практики відомо, що нестабільність коефіцієнта підсилення DK на каскад при нестабільності струму спокою в межах 10% складає близько 15%. Для виключення необхідності підбору транзисторів та спрощення процесу налагодження підсилювача доцільно в кожний каскад ввести місцеве коло Н33 за змінним струмом та зменшити нестабільність коефіцієнта підсилення до DK_F =3..5% . Ця величина наведена в завданнях. Таким чином, вихідний каскад повинен бути охопленим колом Н33 глибиною:

. (4.23)

Зворотній зв'язок у каскаді – комбінований за струмом та напругою і послідовний за входом. При зміні навантаження параметри каскаду не повинні змінюватися. Якщо, наприклад, навантаження зменшилось, то зменшиться амплітуда вихідного сигналу та зменшиться глибина Н33 за напругою F₃^/, але збільшиться струм вихідного каскаду та збільшиться глибина Н33 за струмом F₃^//. Для збереження постійних характеристик каскаду необхідно виконати умову:

. (4.24)

Принципово, що умова (4.24) додержується, якщо активний опір обмоток 7-8 та 9-10 дорівнює нулю та точно виконуються умови (4.25) та (4.26) при =1, що на практиці можливо виконати тільки з деякими допущеннями. З метою спрощення розрахунків припускається також, що в колах подачі сигнала 33 на вхід каскаду істотних втрат не відбувається. Це допущення має місце у всіх слідуючих розрахунках.

Тоді коефіцієнт передачі петлі Н33 за струмом та опір резистора емiтера відповідно:

; (4.25)

до того ж активний опір обмотки 9-10 повинен бути значно менше R_EF , тобто r_9-10 £ 0,01 R_EF . За шкалою стандарту вибирають ближчу до розрахункової величину R_EF .

Коефіцієнт трансформації по відношенню до обмотки, з якої знімається напруга 33:

, (4.26)

де W_9-10 та W_7-8 - кількість витків відповідних обмоток трансформатора.

Індуктивний опір обмотки W_9-10 дуже малий порівняно з R_EF і з ним можна не рахуватись.

Загальний коефіцієнт передачі кіл Н33 кінцевого каскаду та його коефіцієнт підсилення:

; . (4.27)

Тоді, коли допустимо зменшення амплітуди сигнала 33 у коректуючих колах на 20%, коефіцієнти передачі кіл загального Н33 можна прийняти B₀= 0,8 B₃ .

Струм спокою стабілізується високоефективними схемами емітерної стабілізації, для чого необхідно забезпечити значні спадання напруги на резисторах у колі емітера. Як правило, величиною спадання напруги на резисторах у колі емітера задаються в межах U_E = 1,5…2В. Тоді величина напруги живлення підсилювача:

(4.28)

(рекомендується округлювати до десятих часток вольта).

Опір резистора:

. (4.29)

При розрахунку опорів резисторів базового дільника R_d1 та R_d2 необхідно забезпечити нестабільність струму спокою в робочому температурному діапазоні не гірше DI_K = (0,1...0,15)I_K.

Основні причини нестабільності струму спокою при збільшенні температури транзистора:

– зростання зворотного струму колектора I_Kбo ;

– збільшення коефіцієнту передачі струму h_21E ;

– зміщення вхідних характеристик DU_бE. .

Для розрахунку опору резисторів базового дільника зручно користуватись такими формулами:

; , (4.30)

де - чутливість зміни струму колектора при зміні зворотнього струму колектора. Як правило вибирають =2…4. При зменшенні цього коефіцієнту зростає стабільність струму та знімається коефіцієнт підсилення.

При рекомендованій величіні коефіцієнта чутливості необхідна нестабільність величини струму спокою забезпечується в заданому діапазоні. При цьому розрахунок схеми емітерної стабілізації струму спокою закінчується.

З урахуванням двох послідовних за входом кіл НЗЗ для одержання необхідної потужності в навантаженні на вхід вихідного каскаду необхідно подати сигнал:

. (4.31)

Розрахунок нелінійних спотворень, які виникають у вихідних лінійних підсилювачах, проводити важко, а на практиці спотворення, як правило, оцінюють прямими вимірюваннями. Приблизно можливо вважати, що при стільки незначному використанні транзисторів за потужністю, як це має місце в лінійних підсилювачах, затухання нелінійності по другій та третій гармонікам у каскаді з ЗЕ без ЗЗ складає приблизно 40 дБ. Відповідно коефіцієнт гармонік , оскільки за визначенням для будь-яких гармонічних складових сигналу.

З урахуванням ЗЗ реальний коефіцієнт гармонік :

. (4.32)

У завданні на проектування лінійного підсилювача затухання нелінійності по гармонікам a_{r 2,3} обов’язково застерігаються. Тоді визначений на підсилювач коефіцієнт гармонік:

, (4.33)

а глибина зворотнього зв'язку:

. (4.34)

4.2.4 Розрахунок каскаду попереднього підсилення

Раніше зазначалось, що в малопотужних підсилювачах необхідно використовувати однотипні транзистори.

Оскільки параметри другого каскаду відомі, то його вхідне коло буде споживати струм з амплітудою:

. (4.35)

Вихідні дані для розрахунку першого каскаду (рис. 4.5) одержані. Тепер необхідно вибрати режим роботи транзистора та розрахувати параметри елементів принципіальної схеми. Напругу спокою вибирають близькою до напруги, при якій знімались паспортні дані транзистора. Майже для всіх транзисторів з максимально допустимою потужністю розсіювання 50-500 мВт Uk = 5B.

Струм спокою вибирають значно більшим струму, який споживається вхідним колом наступного каскаду:

. (4.36)

Слід вважати, що I_K для германієвих транзисторів не повинен бути меншим 3-4 мА, а для кремнієвих – менше 4-5 мА. Як правило, величину I_K із розрахунку за формулою (4.36) отримують значно менше. Тому струмом спокою задаються у вказаних вище межах. Ця обставина викликана погіршенням деяких параметрів транзисторів при малих струмах колекторів.

Досить ефективна стабілізація струму спокою каскаду при Е₀=7…8В та U_KE=5В у випадку вживання рекомендованих типів транзисторів забезпечується, якщо величина падіння напруги на резисторах у колі емітера .

Рисунок 4.5

Опір резистора, опір навантаження змінного струму та коефіцієнт підсилення розраховується відповідно:

(4.37)

(4.38)

(4.39)

де h_11E - вхідний опір транзистора.

Визначена нестабільність коефіцієнта підсилення на каскад забезпечується при охопленні його колом НЗЗ глибиною (див. формулу 4.23):

а сталість вхідного опору – при рівності величин глибини НЗЗ за напругою та струмом ' , оскільки один із них вводиться по входу паралельно, а другий – послідовно:

. (4.40)

Коефіцієнти передачі кола НЗЗ , опори та розраховуються також, як і у вихідному каскаді:

. (4.41)

Для того, щоб не враховувати місцевий ЗЗ за рахунок протікання змінної складової струму емітера через обмотку зв'язку 5-6, необхідно у всій робочій смузі частот виконати умову , де z_5-6 - повний опір обмотки 5-6.

Припустимо, z_5-6=0,1R_EF . Тоді для забезпечення рівноглибинних НЗЗ за струмом та напрузі за рахунок сигналу, що надходить із загальної петлі ЗЗ, коефіцієнт трансформації відносно обмотки ЗЗ

(4.42)

де W_3-4 та W_5-6 - кількість витків відповідних обмоток.

З урахуванням місцевого НЗЗ коефіцієнт підсилення першого каскаду та його вхідний опір відповідно:

(4.43)

де - опори відповідно бази та емітера транзистора (див. 5.3).

Активні опори обмотки:

(4.44)

де - хвильовий опір підводового кабелю;

- ККД трансформатору. Як правило, .

Підводячий кабель буде навантажений на опір, рівний хвильовому, якщо коефіцієнт трансформації вхідного трансформатора :

. (4.45)

Резистори та розраховують також, як і в кінцевому каскаді (див. формулу 4.30)

4.2.5 Розрахунок регулятора підсилення

Спроектований підсилювач без урахування загального кола НЗЗ має коефіцієнт підсилення:

. (4.46)

З метою одержання заданого затухання нелінійності при заданій стабільності коефіцієнта підсилення вибирають необхідну величину глибини загального кола НЗЗ. Тоді оптимальна величина коефіцієнта передачі кола загального НЗЗ:

, (4.47)

яка значно менше величини 2В₀ (див. 4.23). Коефіцієнт 2 з’явився внаслідок того, що сигнал НЗЗ з вихідного каскаду вводиться одночасно в коло емітера та бази вхідного каскаду. Тому в коло подачі загального НЗЗ необхідно ввести регулятор, який має затухання :

(4.48)

де U₁, U₂ - амплітуда сигналу відповідно на вході та виході регулятора.

Принципова схема найпростішого Т-подібного регулятора підсилення показана на рис. 4.6.

Рисунок 4.6

Найпростіший вид розрахункових співвідношень одержується, коли вхідний та вихідний опір регулятора, опори джерела сигналу та навантаження взаємно рівні, тобто при роботі узгодженими опорами генератора та навантаження. Вихідні опори КАЧХ та АРП зазначені в завданні (R=100 Oм).

Тоді опори резисторів розраховують за наступними формулами:

(4.49)

де R - опір узгодженого навантаження (джерела сигналу або навантаження).

4.2.6 Розрахунок якісних показників підсилювачів

Коли знаєш необхідну для збудження вихідного каскаду амплітуду сигналу U_вхF3, то можливо розрахувати амплітуду сигналу на базі першого каскаду без урахування загального НЗЗ:

. (4.50)

Задана потужність сигналу в навантажені забезпечується при ЕРС джерела сигналу:

. (4.51)

Наскрізний коефіцієнт підсилення напруги, робоче підсилення та потужність, яка відбирається від джерела сигналу, відповідно:

(4.52)

Нестабільність коефіцієнта підсилення при n каскадах буде не гірше:

(4.53)

4.2.7 Розрахунок реактивних елементів

Нерівномірність АЧХ в межах робочого діапазону частот в реальних підсилювачах складає десяті частки децибела, що досягається за рахунок використання глибоких НЗЗ та спеціальних корегуючих кіл. У курсовому проекті з метою спрощення розрахункової частини величина спотворення декілька завищена, що суттєво відбилося на відміні розрахункових даних від реальних параметрів елементів схеми лінійних підсилювачів.

Для оцінки спотворень використовують коефіцієнт частотних спотворень:

(4.54)

де К₀, К_f - модуль коефіцієнта підсилення відповідно в області середніх частот та на довільній частоті.

У наведеному підсилювачі (рис. 4.1) спотворення в області нижніх частот виникають за рахунок трансформаторів, конденсаторів ланцюгів міжкаскадного зв'язку та конденсаторів в емітерних колах транзисторів. Якщо величина спотвореня в області нижніх частот М_Н задана, то доцільно їх розподіляти наступним чином: по 0,05 дБ на кожний із трансформаторів, а залишок між усіма чотирма спотворюючими колами розділити порівну. Сумарна величина спотворень, дБ, не повинна перевищувати М_Н . Розподілені спотворення між колами, які оцінені в дБ, необхідно замінити абсолютними одиницями у відповідності з виразом (4.54). Також з достатнім ступенем точності можливо скористатись примірною перерахунковою формулою (справедливо тільки для M<2дБ):

(4.55)

У розрахункові формули підставляють спотворення, виражені тільки в абсолютних одиницях.

Далі приступають до розрахунку параметрів реактивних елементів схеми. Індуктивність первинної обмотки вихідного трансформатора :

(4.56)

де f_H - нижня робоча частота;

М_НТ - спотворення, що вносяться трансформатором на частоті f_H.

Індуктивність розсіювання ТV2 орієнтовно вибирають .

Індуктивність первинної обмотки вхідного трансформатора:

(4.57)

де - еквівалентний опір трансформатора в області нижніх частот, ( ).

З урахуванням кіл місцевих НЗЗ можливо прийняти великі коефіцієнти частотних спотворень при розрахунку перехідних та блокувальних конденсаторів:

(4.58)

де М_НР, М_НЕ - коефіцієнти частотних спотворень відповідно за рахунок перехідних кіл та кіл R_EС_E ;

М^/ - прийнятий при розподілі спотворень коефіцієнт частотних спотворень без урахування кіл НЗЗ, який виражається в абсолютних одиницях:

дБ ; (4.59)

F=F₁=F₃ - глибина місцевого НЗЗ.

Ємність перехідних конденсаторів:

(4.60)

де R_K - опір резистора в колі колектора попереднього каскаду;

R_вх - вхідний опір наступного каскаду з урахуванням паралельно включених резисторів базових дільників.

Для каскаду на транзисторі VT2 R_вх заданий. Для каскаду на транзисторі VT3 розраховують вхідний опір транзистора з колом місцевого НЗЗ :

(4.61)

а потім і вхідний опір каскаду:

(4.62)

Ємність блокувального конденсатору в колi емiтера вихідного каскаду:

(4.63)

де - крутизна струму емітера (R_вхVT3 - вхідний опір каскаду без урахування кола НЗЗ);

- опір джерела сигналу відносно бази транзистора, у емітерному колі якого ставиться розрахунковий конденсатор (R_K2 - опір резисторів в колі колектора попереднього каскаду).

Під час розрахунків блокуючий конденсатор С_f рис. 4.5 практично можливо не враховувати, якщо виконується умова:

, (4.64)

де R_вхVT1 та R^//_Г розраховують відповідно за формулами (4.43) та (4.65).

Для першого каскаду опір джерела сигналу відносно до бази транзисторів:

_{. (4.65)}

Конденсатор С_E у першому каскаді розраховують також, як і в кінцевому (див. формулу 4.63), але в формулi для - заміняють на , та на (4.43).

Підсумкові частотні спотворення будуть менше прийнятих до розрахунку за рахунок загального кола НЗЗ.

Фільтр у колі живлення розраховують на основі даних рівня завад, які попадають у коло живлення, а також з урахуванням коефіцієнта передачі напруги живлення в колі з мінімальним рівнем сигналу. В проекті розрахунок фільтра не передбачається.

Ємність конденсаторів високочастотного обходу вибирають так, щоб частоти зрізу вхідного та вихідного кіл перевищували верхню робочу частоту в 3-5 разів:

(4.66)

( розраховують за формулою 4.65);

(4.67)

. (4.68)

( розраховують по формулі 4.49).

Всі діоди в нормальному робочому режимі знаходяться в закритому стані. Вони не повинні помітно шунтувати сигнальні кола ємністю p-n переходів. Тому діоди вибирають високочастотні, з прохідною ємністю при зворотному зміщенні біля 0,5 пФ, наприклад Д-220. Проектування закiнчують заповненням таблицi 2.5.

5 ВКАЗIВКИ З ПРОЕКТУВАННЯ КОРЕКТОРIВ З’ЄДНУВАЛЬНИХ ЛIНIЙ

По системах передачі на сотні й тисячі кілометрів транслюється груповий сигнал, до складу якого одночасно можуть входити телефонні та телеграфні повідомлення, програми телебачення і радіомовлення, потоки дискретної інформації між різними центрами управління, факсимільні повідомлення та багато іншої, найрізноманітнішої інформації. Встановлювати апаратуру виділення необхідних повідомлень у кожного споживача недоцільно – великі витрати. Тому відповідну апаратуру встановлюють на підсилювальних пунктах, звідки цільова інформація кабельними лініями розподіляється серед близько розташованих споживачів (відстань, як правило, не перевершує 5-10 км).

Частотний діапазон сигналів, які розподіляються місцевими мережами, сумісний з полосою пропускання великих систем передачі. Його верхня межа може досягати 7-10 МГц і більше. Таким чином, характер спотворень сигналів передачі в місцевих мережах аналогічний спотворенням у магістральних лініях зв’язку. Для компенсації затухання сигналів на розподільних лініях (також, як і на магістральних) використовують підсилювачі. В залежності від місцевих умов відстань між ними складає від декількох сот метрів до 1-2 км. Вимоги до якісних показників підсилювачів нічим не відрізняються від вимог, які висуваються до лінійних підсилювачів. Але специфічні особливості експлуатації підсилювачів у системі місцевих мереж віддзеркалюються на їх схемотехнічному вирішенні, яке дуже істотно відрізняється від схемотехніки лінійних підсилювачів.

Коректори з’єднувальних ліній (КЗЛ) використовують на лініях передачі групових сигналів, сигналів високошвидкісних систем передачі даних, телевізійних сигналів. Вони призначені для корекції лінійних спотворень у кабелях, компенсації постійного затухання, розгалуження сигналів, які передаються по лінії та компенсації фонових завад (остання функція підсилювача у методичних вказівках не розглядається).

Необхідно зауважити, що КЗЛ находять найширше використання у середині центрів обробки даних, телевізійних центрів і т.п., тобто всюди, де потрібно передати широкополосний сигнал на відстань більше 100 – 300 метрів.

Вітчизняна промисловість великою серією випускає два типи КЗЛ : ВКЗП (відеокоректор коаксіальних з’єднувальних ліній) та двоблочний коректор ПЕ-22-ПВ-56 (перший блок корекції, другий – підсилювач потужності). Ці обидва коректори мають різні конструктивні рішення, але близькі якісні характеристики.

Коректори розміщають у приміщеннях, де весь час є гарантоване електропостачання. Тому відпала необхідність у дистанційному живленні і обмеження на величину напруги живлення, з’явилась можливість позбавитись вхідного та вихідного трансформаторів, ККД підсилювача перестав бути особливо важливим фактором. Позбавлення трансформаторів (деталі дорогі в ціні, трудомісткі у виготовленні, зазнають на собі вплив електромагнітних наводок, вносять частотні та фазові спотворення) дозволило принципово змінити схемне рішення КЗЛ порівняно з лінійними підсилювачами. Лінійні підсилювачі призначені для роботи в конкретній системі передачі. КЗЛ – універсальні підсилювачі. Вони можуть працювати з будь-якою системою передачі та джерелом сигналу. Їх робочий частотний діапазон починається з 50 Гц і може сягати 10 – 15 МГц. КЗЛ встановлюють в обслуговуваних апаратних і, як правило, ніяким автоматичним регулюванням не постачають.

Наш варіант проекту базується на схемних рішеннях вказаних типів вітчизняних коректорів. Від оригіналів він відрізняється меншою кількістю каскадів попереднього підсилення, спрощеною структурою корегуючих кіл та відсутністю схеми компенсації наводок (з метою скорочення об’єму проекту).

5.1 Принципова схема коректора

Принципова схема КЗЛ, яка пропонується для розрахунку, наведена на рис. 5.1. На перший погляд вона здається досить складною. Тому звернемося до її спрощеного варіанту, який зображений на рис 5.2. Нумерація елементів схем на рис. 5.1 та 5.2 збігається.

На вході підсилювача встановлюється потенціометричний регулятор підсилення R3. Його опір бажано вибирати як найменшим, щоб знизити частотні спотворення в області верхніх частот за рахунок вхідної ємності каскаду на VT1. Одночасно вхідний кабель, щоб уникнути відбиття, повинен бути навантаженим хвильовим опором r та проводити таке саме погодження з допомогою шунтуючого резистора R1.

Перший каскад на VT1 – резисторний з ємнісними зв’язками з джерелом сигналу та навантаженням. Він має глибокий НЗЗ по струму в області низьких та частково середніх частот за рахунок увімкнення змінного резистора R8 в емітерне коло VT1. Резистор R8 можливо різною мірою шунтувати конденсатором малої ємності С7 і тим самим регулювати ступінь піднімання АЧХ в області верхніх частот з меншою компенсацією затухання в кабелі. Іншими словами, в каскаді використовується змінна за величиною емітерна високочастотна корекція.

Частина схеми (рис. 5.1 та 5.2), яка обмежена пунктиром, не має підстроюючих елементів. Нині час для високонадійної апаратури (до якої відноситься КЗЛ) подібні вузли виконують у вигляді гібридних або навіть напівпровідникових схем. На основі вказаної обставини цей вузол у проекті не розраховують (його вхідні і вихідні параметри описані в завданні).

По суті, не розрахований вузол складається з широкополосного каскаду на транзисторі VT2 з невеликим коефіцієнтом підсилення та малою вхідною ємністю за рахунок глибокого місцевого НЗЗ у поєднанні з диференціальним підсилювачем на транзисторах VT3 та VT4.

Важливо відзначити, що каскади на VT1 та VT2 через глибоке НЗЗ по постійному та змінному струмах мають високу стабільність струмів спокою та усіх інших параметрів.

За роздільним конденсатором С10 починається підсилювач постійного струму (ППС), який закінчується каскадом підсилення потужності на транзисторах VT6 та VT7.

КЗЛ використовують як для подачі сигналу одному споживачеві, так і водночас декільком, до того ж амплітуда вихідного сигналу повинна бути невеликою, незалежно від кількості підключених абонентів, або навіть у випадку короткого замикання лінії будь-якого абонента, або всіх разом.

Для захисту КЗЛ за виходом від короткого замикання всіх абонентів підключають через буферні резистори R28 і т.д. Струм короткого замикання обмежується величиною опору кабелю r. Таким чином, з боку підсилювача кабель буде узгодженим, хоч це і не обов’язково. Таке узгодження приносить користь у випадку виникнення паразитних наводок на кабель – нема відбиття на виході підсилювача.

Малу залежність амплітуди на виході при зміні навантаження можливо досягти, якщо забезпечити підсилювачу вихідний опір, набагато менший за опір навантаження. Тому підсилювач повинен бути охоплений глибоким НЗЗ за напругою.

Остання важлива вимога полягає в тому, що при відсутності сигналу на вході повинен бути відсутнім струм у навантаженні, тобто потенціал вихідного електрода КЗЛ повинен дорівнювати нулю. Це забезпечується за рахунок використання двох джерел живлення [ 6 ].

Два послідовно з’єднаних джерела живлення Ео показані на рис.5.2, до того ж їх середня точка з’єднана з корпусом. Тоді, якщо опори R25 та R26 рівні, а параметри VT6 та VT7 однакові, у режимі спокою (шлях протікання струму спокою Iк показаний штрих-пунктиром) потенціал точки М дорівнюватиме нулю.

КЗЛ повинен бути працездатним при закороченні ліній декількох абонентів. Отже, вихідний його каскад – це каскад потужного підсилення, але з малою величиною нелінійних спотворень. Для КЗЛ, як і для лінійних підсилювачів, затухання нелінійності а_Г=80...90 дБ, або коефіцієнти гармонік К_Г=0,01...0,002 %. Найменший коефіцієнт гармонік досягається в двотактних каскадах, що працюють у режимі класу А. Здавалося б ясно: вихідний каскад повинен бути двотактним, в якому для зниження вихідного опору транзистори включають по схемі з загальним колектором – емітерними повторювачами. Такий захід використовують у найбільш високочастотних підсилювачах звукової частоти. Найпростіше схемне рішення виходить при включенні на виході збуджуючих паралельних транзисторів різних структур n-p-n та p-n-p з однаковими параметрами (такі транзистори називають комплементарними). Однак існуюча технологія виробництва не дозволяє виконати високочастотні транзистори різних структур з досить ідентичними параметрами. Тому потрібної величини коефіцієнт гармонік у каскадах на транзисторах з різною структурою важко досяжний.

Поставлена задача була успішно розв’язана, коли у вихідному каскаді стали використовувати однотипні транзистори з послідовним збудженням. Їх простіше підібрати за схожістю параметрів. Таке схемне рішення тепер широко використовують у багатьох широкополосних підсилювачах.

ТранзисторVT6 на рис. 5.2 включається за схемою з розподіленим навантаженням. Його емітер безпосередньо підключається до навантаження. Транзистор VT7 включається за схемі з загальним емітером і збуджується сигналом, що знімається з колектора VT6. Резистори R23 та R24 утворюють базовий подільник. З допомогою конденсатора С11 R23 закорочується по змінному струму в робочому діапазоні частот. R25 – частина навантаження VT6, R26 – елемент схеми емітерної стабілізації та елемент схеми збалансованого моста, в діапазоні якого включено навантаження (рис. 5.3), де VT6 та VT7 постають у вигляді інвертуючих генераторів.

Вихідний каскад охоплений, як прийнято казати, стовідсотковим НЗЗ. Увесь вихідний сигнал VT7 прикладається до переходу база – емітер VT6 (без урахування втрат у колі подачі НЗЗ та втрат на R26). По суті вихідний каскад є емітерним повторювачем на транзисторі VT6 з активним навантаженням у вигляді транзистора VT7. Rн на рис. 5.3 – узагальнене навантаження підсилювача, яке складається з подільника типу R28 та підключених кабелів.

Рисунок 5.3

Реально в ізольованому каскаді на транзисторах VT6 та VT7 після встановлення підбором зміщення на базі VT6 потенціал точки М не залишається таким, що постійно дорівнює нулю. Спостерігається явище, яке отримало назву «дрейф нуля». Для зменшення дрейфу нуля та стабілізації коефіцієнта підсилення підсилювача за змінним струмом кінцевий та диференційний підсилювачі охоплені загальною петлею НЗЗ через R20, R22. Припустимо, що потенціал точки М трохи виріс, тоді збільшиться потенціал бази VT4 – транзистор призакривається, а потенціал його колектора зменшиться. Остання обставина приведе до зменшення струму колектора VT6 та збільшення струму колектора VT7. У результаті потенціал точки М повертається до нуля. Точність підтримки нульового потенціалу на виході підсилювача залежить від глибини НЗЗ.

Вживання в передкінцевому каскаді диференційного підсилювача дозволяє за рахунок використання його автобалансних властивостей зменшити дрейф нуля та, що дуже важливо, утворити взаємонезалежні кола подачі сигнала та НЗЗ. Тому будь-яке регулювання, що проводиться в колах, будуть взаємонезалежні.

Тепер можливо повернутися до загальної схеми підсилювача (рис. 5.1). До його входу та виходу підключаються резистори R2 та R27. З допомогою цих резисторів створюється можливість проводити осцилографічний контроль сигналу на контрольних гніздах Х1 та Х3 без внеску будь–яких похибок у роботу підсилювача. Резистори не розраховують, їх опір вибирають у 10–100 разів більший за опір кола, до якого вони підключені. Звичайно R2 = R27 = 1..5кОм.

R6, R18 – це «антипаразитні» резистори, що призначені для ліквідації можливості самозбудження каскадів за рахунок 33. Резистори вибирають експериментально в межах 20–100 Ом.

Резистор R9, конденсатори С8, С9 (їх не розраховують) дозволяють синтезувати АЧХ найрізноманітної форми. В реальних КЗЛ таких кіл буває декілька.

Вихідні транзистори VT6 та VT7 вмикаються послідовно за постійним струмом. Для них потрібна відповідна здвоєна напруга живлення. Напруга живлення для каскадів попереднього підсилення потрібна значно меншої величини. Живлення для них подають через резистори R19 та R21. Для розв’язки кола живлення ставлять електролітичні конденсатори С2, С4. Однак на частотах більше ніж 1МГц опір електролітичних конденсаторів починає зростати через їх конструктивні особливості (закручена фольга утворює котушку), і їх теж доводиться шунтувати безіндуктивними конденсаторами (слюдяними, керамічними) С3, С5. Всі відмічені конденсатори не розраховують.

Емітерний повторювач на транзисторі VT5 є буферним каскадом, за допомогою якого вдається зменшити ємність навантаження для каскаду на VT4 та зменшити опір джерела для вихідного каскаду. Наслідок цього – розширення смуги пропускання в області верхніх частот.

Елемент корекції АЧХ в області верхніх частот – підстроювальний конденсатор С12. Звертаючись до рис. 5.2, можливо відзначити, що коло подачі загального НЗЗ – частотно залежне. Коефіцієнт передачі зменшуватися із збільшенням частоти за рахунок шунтуючої дії вхідної ємності транзистора VT4. Щоб запобігти небажані спотворення АЧХ вихідних каскадів, у схему підсилювача (рис. 5.1) вводять обхідний підстроювальний конденсатор С12. З його допомогою при повністю виведеному R8 (крайнє нижнє положення) будують плоску АЧХ у робочому діапазоні частот.

Примітка:

1. Схемотехнічне рішення каскадів, обмежених пунктирною лінією, реально більш складне. На рис. 5.1 показані тільки функціональні вузли.

2. Фаза вихідного сигналу КЗЛ повинна збігатися з фазою вхідного. Зміну фази сигналу в схемі підсилювача (рис. 5.2) можливо прослідкувати за допомогою умовного сигналу у вигляді .

2. Розрахунок коректора з’єднувальних ліній.

Вимоги до параметрів вихідного каскаду

Узагальнена еквівалентна схема вихідного кола підсилювача наведена на рис. 5.4. Тут замість каскаду на VT6 та VT7 зображений еквівалентний генератор з вихідним опором R_вих, а також n паралельних кіл подачі сигналу споживачам. За рівнем напруга на виході не повинна змінюватись більше ніж на обмежену величину D, навіть у тому випадку, коли всі абонентські лінії, окрім однієї, будуть закороченими.

Рисунок 5.4

Номінальна величина навантаження:

(5.1)

мінімальна:

(5.2)

Нестабільність напруги на виході розраховують у відповідності з виразом:

(5.3)

де Uн, U'н – величина напруги на виході відповідно номінальна і при мінімальному навантаженні.

Величина D безпосередньо залежить від вихідного опору каскаду.

Завжди повинно виконуватись співвідношення:

. (5.4)

КЗЛ призначені для підсилення сигналів довільної форми. Тому в їх паспортних даних показаний номінальний розмах сигналу на навантаженні. Звичайно цю величину приймають такою, що дорівнює 1В. Підсилювач простіше розраховують на синусоїдальну форму сигналу. Тоді, якщо прийняти до уваги рівність опорів баластних резисторів та хвильового опору кабелю (виникає подільник 1:2), то зручно прийняти розрахункову амплітуду вихідного синусоїдального сигналу Uнт рівну 1В (тобто повний розмах сигналу 2В).

З вихідного каскаду повинен зніматись струм та потужність відповідно:

(5.5)

(5.6)

5.3 Розрахунок вихідного каскаду

Транзистори вихідного каскаду вибирають за частотними властивостями, припустимою потужністю розсіювання, припустимими струмом та напругою.

Двотактний каскад розраховується на одне плече. Потужність, що знімається з одного плеча:

(5.7)

Максимальний ККД резисторного каскаду, який працює в класі А, не перевищує h_А=0,2 . У нашому випадку плече на VT6 – фазоінверсне, де R25» Rн, а для балансу мосту (рис. 5.3) R25 » R26. Кожний транзистор працює на два навантаження. Розрахункові ККД h'_А=0,1. Тоді допустима потужність розсіювання вибраного транзистора:

, (5.8)

де - коефіцієнт запасу (при неповному використанні транзистора за потужністю поліпшується сталість параметрів, знижується коефіцієнт гармонік). Як правило, вибирають =5...6. Частотні спотворення, що вносяться транзисторами, можна не брати до уваги, якщо їх вибрати з грничною частотою , значно більшою верхньої робочої частоти:

. (5.9)

За результатами розрахунків відповідно (5.8) та (5.9) вибирають необхідний транзистор з таблиці довідника. Для перерахунку параметрів можливо використати вирази (4.3) та (4.4). Краще використати кремнієві транзистори, адже порівняно з германієвими вони мають вдвічі вищу робочу температуру (до 150°С), кращу сталість параметрів та більш високу надійність.

Частота лежить в діапазоні частот (одиниці – десятки) МГц, тому у вихідному каскаді необхідно використовувати надвисокочастотні транзистори. Після вибору типу транзистора необхідно записати в таблиці використані параметри.

Струм спокою кожного транзистора вибирають із співвідношення . При такій умові практично забезпечується подвійний запас за вихідною потужністю. Величину Iк округлюють до цілого числа міліампер.

Вихідний каскад живиться від двох джерел і у випадку повного запирання одного з транзисторів до нього буде прикладена полуторна напруга джерела живлення. Транзистор повинен вибиратись з максимальною напругою колектор – емітер і більшою, ніж виходить з нерівності:

, (5.10)

де N₂ = 1,1 – коефіцієнт запасу.

Будь – який з обраних транзисторів буде сильно недовикористаним за потужністю через вибраний коефіцієнт N₁. Тому нема потреби будувати на сімействі вихідних характеристик пряму навантаження.

Потенціал точки М (див. рис. 5.2) у режимі спокою дорiвнює нулю, отже, напруга спокою:

. (5.11)

Величина напруги джерела живлення Ео обумовлена в завданні. Напругу спокою розраховують після визначення R25.

Максимальний та мінімальний струми колектора транзистора в двотактному каскаді відповідно:

Тоді для випадку використання найгіршого транзистора відповідні струми бази та струм спокою бази :

(5.13)

Ці струми відмічають на вхідній характеристиці транзистора (рис. 5.5), проводять паралельні осі абсцис лінії до перетину із статичною характеристикою, а з точок перетину опускають перпендикуляри на ось абсцис. Так визначають максимальну, мінімальну напругу між базою та емітером та напругу покою .

Амплітуду вхідного струму розраховують за формулою (4.16). З урахуванням того, що навантаження включається в коло емітера VT6, на його базу необхідно подати сигнал з амплітудою:

(5.14)

Потім розраховують вхідний опір кінцевого каскаду:

(5.15)

де амплітуда струму бази) та його коефіцієнт підсилення:

(5.16)

Рисунок 5.5

За схемним рішенням у вихідному каскаді використовують колекторно – емітерну схему стабілізації струму спокою. Однак, як зазначалось раніше, R25 » R26 » Rн, тобто вимірюється десятками Ом. Тому дія колекторної стабілізації виявляється дуже слабо через мале падіння напруги на R25. Зручно прийняти R26 = Rн, та вибрати ближній у більшу сторону номінал резистора за шкалою стандарту. Для забезпечення гарної стабілізації струму спокою в заданому діапазоні температур досить вибрати струм дільника в три – чотири рази більше струму бази. Тоді:

. (5.17)

Вхідний опір транзистора VT7 дорівнює R_вхVT6 , а вхідний опір нижнього плеча каскаду:

(5.18)

Розрахований каскад буде працездатним, якщо амплітуди збуджуючих сигналів для VT6 та VT7 будуть однаковими, що можливо у випадку рівності величини опору колекторного навантаження змінному струму R_K~ транзистора VT6 та Rн (верхнє плече – фазоінверсний каскад з одиничним коефіцієнтом передачі). В свою чергу R_K~ утворюється паралельним з’єднанням R' та R25. Резистор R23 закорочений за змінним струмом. Тоді:

(5.19)

Точну величину R25 підбирають під час налагодження (підбір на принциповій схемі позначають знаком *).

Розрахунок за постійним струмом закінчують визначенням

. (5.20)

Спотворення, що виникають в області нижніх частот за рахунок конденсатора зв’язку, повинні бути зневажливо малі. Зручно вибрати частоту нижнього зрізу АЧХ перехідного кола в два – три рази менше нижньої робочої частоти:

(5.21)

Вихідний опір каскаду:

(5.22)

де - вихідний опір каскаду на VT5 (вихідні дані);

- опір бази VT6 [3, c.114], [7, c.44];

- опір емітера VT6.

R18 вибирають в межах 20...100 Ом.

Розрахункова величина R_вих перевищує потрібну в відповідності з виразом (5.1) величину. Необхідно ввести НЗЗ за напругою глибиною:

(5.23)

Коло НЗЗ не повинно будь - скільки істотно шунтувати навантаження. Тому приймають

Відомо, що де В – коефіцієнт передачі кола НЗЗ; К_VT4  коефіцієнт підсилення каскаду на VT4 (коефіцієнт підсилення каскаду на VT5 близький до одиниці). Тоді:

(5.24)

(5.25)

Розрахунковий коефіцієнт підсилювання частини підсилювача, що охоплений загальною петлею НЗЗ:

. (5.26)

Вважаючи достатньо великим вхідний опір каскаду на VT4, потрібно орієнтовно задатись його вхідною ємністю С_вхVT4 = 10...20 пФ. На підставі цих даних можливо приблизно визначити ємність підстроювального конденсатора С12. Коло подачі НЗЗ буде визначати частотно незалежний подільник (рис. 5.6), якщо відношення опорів активних елементів у плечах буде дорівнювати відношенню реактивних елементів, тобто:

Конденсатор С12 підбирають під час настройки.

Необхідно перевірити частотні властивості вхідного кола кінцевого каскаду шляхом розрахунку частоти верхнього зрізу АЧХ (частота, на якій коефіцієнт передачі падає до рівня 0,707):

Рисунок 5.6

(5.27)

де – еквівалентний опір перехідного кола в області верхніх частот;

де -вхідна ємність каскаду на VT6;

- ємність переходу відповідно колекторного та емітерного;

- ємність монтажу.

Якщo , тоді перехідне коло значних спотворень вносити не буде. В іншому випадку необхідно зменшити опір R18 або підібрати більш високочастотні вихідні транзистори.

Під кінець розраховують напругу спокою відповідно до формули (5.11) та розсіювану транзистором потужність:

(5.28)

Вона завжди буде меншою за максимально допустиму Рк max.

5.4 Розрахунок каскаду попереднього підсилення

Розрахунок каскаду розпочинають з визначення необхідної для збудження транзистора VT2 амплітуди та амплітуди вхідного струму каскаду на транзисторі VT2:

(5.29)

(5.30)

де K_VT2, R_вх2 - відповідно коефіцієнт підсилення та вхідний опір каскаду на VT2 (обидва параметри – вихідні дані).

Розрахований струм I_вх2 звичайно має величину, меншу 1мА. Струм спокою I_K1 для транзистора VT1 повинен перевищувати I_вх2 у два – три рази. Однак при малих струмах Ік підсилювальні та частотні властивості транзисторів суттєво погіршуються. Для кремнієвих транзисторів рекомендується вибирати I_K1=5...6 мА. Таку величину струму забезпечує будь – який малопотужний транзистор. Тому тип транзистора вибирають за частотними властивостями (5.9). Структура транзистору повинна бути n–p–n.

Максимально допустима напруга U_{KЕ max} для цих транзисторів звичайно не перевищує 12 – 15 В. Напругу живлення вибирають з запасом:

(5.31)

Надлишок напруги живлення гаситься на резисторах R19 та R21:

(5.32)

де I₂ струм, що споживається частиною схеми, яка не розраховується (наводиться у вихідних даних).

Каскад на VT1 не повинен вносити помітних спотворень на верхній робочій частоті. Його частоту зрізу вибирають у два рази більше f_B, тоді:

(5.33)

де R_BEK - еквівалентний опір каскаду в області верхніх частот;

, (5.34)

де С_{вх VT2} - вхідна ємність каскаду на VT2 (наведена у вихідних даних);

R_ВEК утворюється паралельним з’єднанням R7 та вхідним опором R_{ВХ VT2} каскаду на VT2:

. (5.35)

Перший каскад виконує функції корекції АЧХ тільки в області верхніх частот. В області нижніх частот його коефіцієнт підсилення повинен дорівнювати одиниці. У цьому випадку цілком однозначно R₈ = R_ВEК .

Падіння напруги на резисторі – .

Резистори R4 та R6 розраховують аналогічно відповідно R_б1 та R_б2 (4.30). Резистор R5 не тільки усуває умови самозбудження підсилювача, але й відіграє роль «баластного резистора», який забезпечує відносно постійний опір джерела сигналу транзистора VT1 у стадії регулювання підсилювача. Звичайно вибирають R5 = (5...6)r.

Коефіцієнт підсилення першого каскаду в області верхніх частот за умови повного шунтування R8 конденсатором С7

(5.36)

де - крутість струму колектора.

Тут R_Г»R₅ - опір джерела сигналу;

R_{вх VT1}=r'_б+r_E1(1+h₂₁) - вхідний опір транзистора;

- середній коефіцієнт передачі струму.

Коефіцієнт високочастотної корекції чисельно дорівнює K₁, але звичайно вимірюється в децибелах .

Загальний коефіцієнт підсилення КЗЛ [5]:

. (5.37)

Якщо К буде менше одиниці, тоді необхідно зменшити величину опору R5. Надлишок підсилення компенсується за рахунок R3.

Резистор R3 зручно вибрати, наприклад, змінний резистор типу СП–0,5–100, тобто резистор опором 100 Ом та допустимою потужністю розсіювання 0,5 Вт. Тоді:

. (5.38)

Частотні властивості вхідного кола перевіряють за частотою зрізу (5.27). До цього виразу підставляють такі параметри:

(5.38)

При вірно спроектованому підсилювачі . У корегуючому каскаді НЗЗ повинен повністю бути відсутнім на верхній робочій частоті. Ця умова виконується з точністю 1% , якщо:

. (5.39)

Аналогічний розрахунок С8, С9, R9 є достатньо складним, тому що параметри каскаду сильно залежать від положення движка потенціометра R8. Вказані елементи простіше підібрати за заданим набором форм АЧХ.

5.5 Розрахунок перехідних конденсаторів

У даній схемі частотні спотворення в області нижніх частот виникають за рахунок трьох розподільних конденсаторів С1, С6 та С10. Зручно розподілити задану величину частотних спотворень, дБ, порівну між перехідними колами:

.

Перехід Мн в абсолютні одиниці просто виконати за допомогою виразу (4.55).

Розподільні конденсатори розраховують за формулою:

, (5.40)

де R^/, R^// - опір відповідно джерела сигналу та навантаження.

При розрахунку С1 R^/ =0 (найгірший випадок); R^// – паралельне з’єднання трьох кіл R4, R6, R5 та R_{вх VT1} . При розрахунку C6 R^/=R7, R^//=R_{вх VT1}·C10 не розраховується.

5.6 Оцінка нелінійних спотворень

Основне джерело нелінійних спотворень в КЗЛ – вихідний каскад. У ньому транзистори слабо використовуються за струмом та напругою. Звичайно без урахування НЗЗ його коефіцієнт гармонік K^/_Г»0,01. Реально у схемі діє місцеве коло НЗЗ (каскад працює як емітерний повторювач) та коло загального НЗЗ глибиною F'₃ .

Глибина місцевого НЗЗ:

, (5.41)

- наскрізна крутість струму емітера двотактного каскаду.

Тут - вхідний опір транзистора VT6 без урахування НЗЗ.

h_21Е розраховують аналогічно (5.36). Орієнтовно коефіцієнт гармонік: (5.42):

(5.42)

або затухання нелінійності (5.43)

. (5.43)

Проектування закінчують заповненням таблиці 2.6.