18.2. Перспективы спутникового цифрового радиовещания и звукосопровождения тв программ
С недавнего времени ЗС различных программ спутникового телевидения и радиовещания передаются и цифровым методом. При этом основными способами передачи ЗС пока являются D2–MAC, NICAM и цифровое спутниковое радиовещание DSR. Планируется также передача ЗС на Европу с помощью спутника "Astra-1E" и позже "Astra-1F' (19,2° восточной долготы) в соответствии со стандартом MPEG-1 ISO/IEC 11172-3 в формате " Layer" (рис. 18.3), где для сжатия цифрового потока используется описанный ранее метод MUSICAM. При этом полоса частот радиоканала для цифровых носителей звука составляет как и сегодня 130 кГц и имеет место в каналах дополнительных поднесущих формата "Wegener/Panda-1" . В конечном итоге (см. рис. 18.3,г) предусмотрена передача ЗС в цифровой форме в 12-ти каналах на поднесущих частотах формата "Wegener" 6,12...6,84 и 7,38...8,46 МГц и двух аналоговых каналов (7,02 и 7,2 МГц) с компандером "Panda-1".
Eutelsat (13° восточной долготы) первые пробные передачи осуществляются с 1996 г. со скоростью 128 кбит/с в формате "Layer-2". С конца 1994 г. для Северной Америки введена в эксплуатацию система " DirecTV/DBS 2". В завершающей стадии разработки находится система DAB (Digital Audio Broadcasting) – цифровое радиовещание, которая сменит МВ-ЧМ-радиовещание. В соответствии с Решением Международной Администрации Радиовещания, начиная с 1992 г. для радиослужб, включая службы радиовещания через спутники, высвобождается частотный диапазон 1452...1492 МГц. Этот процесс должен быть завершен к 2007 г.
В странах СНГ планируется 95 % территории обеспечивать 16-ю высококачественными стереопрограммами с помощью спутников.
Р ис. 18.3. План постепенного перехода от аналогового к цифровому методу передачи ЗС в европейской спутниковой системе телевидения и радиовещания "Astra": а – современное состояние – все каналы передачи звука являются аналоговыми; б – первое промежуточное состояние – существующие дополнительные поднесущие А1, А2, А3, А4, А5, А6 (передача по-прежнему остается аналоговой) дополняются пятью новыми поднесущими D1, D2. D3., D4. D5 с модуляцией по методу QPSK цифровым сигналом формата "Layer-3"; в – второе промежуточное состояние – число аналоговых носителей уменьшается до четырех, а число цифровых возрастает до девяти; г – конечное состояние – лишь на двух дополнительных поднесущих 7,02 и 7,2 МГц осуществляется передача стереофонического звукосопровождения ТВ программы в аналоговом виде, но с новой, более эффективной, системой шумоподавления "Panda-1"
18.3. Передача звуковых сигналов в форматах с-мас и d2-mac
Телевизионные стандарты семейства систем " MAC/packet" включают две их разновидности – С-МАС и D2-MAC, которые удовлетворяют требованиям, предъявляемым к службам спутникового телевидения в диапазоне 12 ГГц. Система С-МАС принята для служб спутникового ТВ и радиовещания в Финляндии, Исландии, Норвегии, Швеции, а также, по-видимому, будет принята и Великобританией. Система D2-MAC – в Германии и во Франции (спутники TV-SAT и TDF1).
Системы семейства "MAC/packet" имеют следующие общие признаки:
уплотнение аналоговых и цифровых компонент с разделением по времени, что обеспечивает наибольшую пропускную способность при заданной ширине полосы частот радиоканала;
кодирование сигнала изображения по типу MAC, где сигнал яркости и один из двух цветоразностных сигналов активной строки раздельно сжимаются во времени и после этого размещаются последовательно в пределах строки для образования сигнала с временным уплотнением аналоговых компонентов; два сжатых во времени цветоразностных сигнала передаются в чередующихся строках таким образом, чтобы свести к минимуму необходимые коэффициенты сжатия и тем самым снизить уровень шумов;
пакетное уплотнение для ЗС и сигналов данных с передачей их в цифровой форме;
возможность применения систем идентификации спутниковой службы, ограниченного доступа, скремблирования видеосигнала и засекречивания аудиосигнала;
возможность разработки приемников, способных функционировать в обоих стандартах.
Системы "MAC/packet" используют стандарт с разложением на 625 строк в кадре и 25 кадров, передаваемых в секунду.
Система С-МАС применяет стандартный спутниковый канал с полосой частот 27 МГц. Канал с такой полосой частот нельзя использовать в кабельном телевидении. Поэтому была разработана модификация этой системы, получившая название D-MAC и имеющая полосу частот радиоканала 10,125 МГц, что также неприемлемо для большинства кабельных сетей телевидения. Дальнейшая модификация состояла в уменьшении пропускной способности цифрового канала в 2 раза за счет передачи цифрового сигнала только в одном полукадре. Этот новый вид модификации был назван D2-MAC. Он использует уже радиоканал шириной 7...8 МГц, пригодный для всех сетей телевидения: наземных, кабельных и спутниковых, что является его существенным достоинством.
Важной отличительной особенностью системы D2-MAC является то, что в ней, как обычно в цифровой технике, применяется не бинарное (рис. 18.4,а), а дуобинарное (рис. 18.4,б) представление ЗС и данных с использованием не двух, а трех значений постоянных напряжений (трехуровневое представление цифрового сигнала: +1, 0, –1).
Разработчики системы D2-MAC стремились создать промежуточное техническое решение перед введением в эксплуатацию системы телевидения высокой четкости (HDTV – High Definition Tele Vision) для Европы, которое позволит постепенно переоснащать потребителей. Поэтому они сохранили в этой системе частотную модуляцию несущей при передаче по радиоканалу сигналов изображения и звука. В течение по крайней мере десяти лет предполагалось с помощью этого промежуточного шага перейти от существующего сегодня формата изображения 4:3 к формату 16:9 (HDTV) и улучшить одновременно разрешение изображения.
Р ис. 18.4. Бинарная (а) и дуобинарная (б) импульсные последовательности при передаче сигнала
Основная конфигурация кадра и строки в системах уплотнения с разделением по времени (С-МАС и D2-MAC) показана на рис. 18.5. В обеих системах при передаче полного сигнала применяется умеренное предыскажение вида:
K(f) = {А[1 + i( f / f1 )]} / {1 + i( f l f2 )},
где K(f) - коэффициент передачи предыскажающего контура; А = 0,7071; f1 = 0,84 МГц; f2 = 1,5 МГц. Форма кривой предыскажения приведена на рис. 18.6. Здесь по оси абсцисс отложено изменение коэффициента передачи
К' = 20 lg[K(f)/K(f = 1,37 МГц)] предыскажающего контура, вычисленное по отношению к значению K(f) на частоте f = 1,37 МГц.
В обеих системах (С-МАС и D2-MAC) принята пакетная структура цифрового сигнала. Каждый пакет содержит 751 бит. Пакеты с информационными символами ЗС и данных передаются в строках 1-623; строки 624 и 625 использованы для других целей. Один субкадр содержит 82 пакета, что означает передачу 4100 пак./с в стандарте С-МАС, где для передачи цифровых сигналов используются оба полукадра. В стандарте D2-MAC для передачи цифровых сигналов используется только один субкадр изображения и скорость передачи составляет 2050 пак/с. В итоге полная пропускная способность цифрового канала составляет 3,079 Мбит/с в стандарте С-МАС и соответственно 1,54 Мбит/с в стандарте D2-MAC.
|
Интервал кадрового гашения |
|
|
Сжатые цветоразностные компоненты |
Сжатая компонента яркости |
Данные |
Интервал кадрового гашения |
|
|
Сжатые цветоразностные компоненты |
Сжатая компонента яркости |
а) |
Рис. 18.5. Основная конфигурация уплотнения с разделением по времени в системах С-МАС и D2-MAC: а– форма кадра изображения; б– структура сигнала строки (без скремблирования) в системах С-МАС (1) и D2-MAC (2)
Рис. 18.6. Зависимость коэффициента передачи предыскажающего контура от частоты
Например, в системе D2-MAC достаточно места для размещения двух стерео- или четырех моноканалов с полосой частот 40. . . 15000 Гц каждый, или для восьми комментаторских каналов с полосой частот 7 кГц.
Структура пакета изображена на рис. 18.7,а. Он состоит из преамбулы, занимающей 23 бита, и 728 информационных бит. Преамбула содержит три части: адрес (10 бит), позволяющий идентифицировать (распознать) 1024 разные службы; указатель длительности (2 бита), обеспечивающий связь между очередными пакетами той же службы и позволяющий обнаруживать утраты пакета, вследствие ошибочного опознавания адреса; контрольные биты помехоустойчивого кодирования (11 бит) для защиты преамбулы. Последняя защищена циклическим кодом Голея (23,12), генерированного полиномом :
Р(х) = = х11 + х10 +х6 + х5 + х4 + х2 + 1.
Код Голея позволяет обнаружить и скорректировать до трех ошибок в 23-битовой преамбуле (заголовке). После преамбулы идет байт типа пакета (8 бит), информирующий декодер приемника о типе передаваемой в пакете информации: является ли эта информация звуковой (аудиоданные) или управляющей. Если это аудиоданные, то следующие после него 90 байт (720 бит) называются звуковым блоком (ВС). Если же это управляющая информация, то они называются интерпретационным блоком (В1). При передаче данных байт типа не нужен и все 728 информационных битов (91 байт) можно использовать для их передачи.
Аудиоданные могут быть кодированы двумя различными методами: с применением почти мгновенного компандирования или без него, а также с двумя разными уровнями защиты от ошибок:
1-й уровень (простая защита) – с помощью лишь проверки на четность для обнаружения ошибки в кодовом слове отсчета;
2-й уровень (сильная защита) – с применением дополнительного помехоустойчивого кодирования для каждого отсчета с использованием кода Хэмминга.
Простая защита от ошибок (1-й уровень):
при почти мгновенном компандировании с преобразованием 14/10 бит/отсчет в полученном 10-разрядном кодовом слове отсчета к шести важнейшим битам последнего добавляется бит четности так, чтобы сумма по модулю 2 шести важнейших битов и бита четности была бы равна нулю;
при линейном кодировании с разрешением 14 бит/отсчет к 11-ти важнейшим по значимости битам кодового слова отсчета добавляется бит четности.
Высокая защита от ошибок (2-й уровень):
при линейном 14-битовом разрешении применяется расширенный код Хемминга (16,11) для защиты от ошибок 11 важнейших значимых битов каждого отсчета, что позволяет корректировать одиночную ошибку и обнаружить двойную ошибку в защищенной части кодового слова;
в 10-битовых кодовых словах, полученных после почти мгновенного компандирования 14-битовых слов, для защиты от ошибок используется модифицированный код Хэмминга (11,6), полученный путем устранения из контрольной матрицы исходного кода (16,11) пяти столбцов.
Рис. 18.7. Пакетная передача ЗС и данных в форматах С-МАС и D2-MAC: а – структура пакета стандарта MAC; б – типы звуковых блоков при разных способах кодирования
Для защиты от многократных ошибок (пакетов ошибок) используется перемежение битов внутри пакета.
Перемежение не используется для специальных сигналов, передаваемых в строке 625, и сигналов данных в строке 624. Если исправление ошибки невозможно, то применяется метод маскирования, когда неправильно воспринятый отсчет заменяется средним арифметическим значением предыдущего и последующего отсчетов.
Отсчеты ЗС и данные в пакетах передаются блоками. В зависимости от способа кодирования (линейное с 14-битовым разрешением или почти мгновенным компандированием и преобразованием 14/10 бит/отсчет) и степени защиты от ошибок (простая с добавлением бита четности или высокая с использованием кода Хэмминга и его модификации) применяется четыре разных типа звуковых блоков (ВС) (рис. 18.7,б)
Рис. 18.7-в. Передача блоков ЗС и данных разной длины
1. L2 – линейное кодирование отсчетов ЗС с 14-битовым разрешением и высокой степенью защиты. Он содержит кодовые слова 36-ти отсчетов, каждое кодовое слово 19-битовое. Если сигнал монофонический, то блок содержит следующие друг за другом 36 отсчетов этого сигнала, при стереопередаче он содержит по 18 выборок отсчетов сигналов левого и правого каналов. Перед символами отсчетов расположена преамбула блока (36 бит), включающая 8 свободных бит для будущих нужд, 10 бит контрольной информации, 18 бит для информации о масштабных коэффициентах. Общая длительность блока L2 равна 720 битам (90 байтам),
скорость цифрового потока 669,808 2/9 кбит/с при передаче монофонического сигнала с высоким качеством или 1337,364 1/9 кбит/с при высококачественной стереопередаче. При передаче монофонического сигнала среднего качества скорость цифрового потока равна 336,030 кбит/с.
2. L1 – линейное кодирование отсчетов ЗС с 14-битовым разрешением и слабая защита от ошибок. Блок содержит 15-битовые кодовые слова выборки из 64 отсчетов аудиосигнала (при стереопередаче соответственно 32 отсчета сигнала Л левого канала и 32 отсчета сигнала П правого канала). Общая длительность блока с учетом преамбулы составляет здесь 960 бит (120 байт). Скорость цифрового потока 502,919 кбит/с при монопередаче и соответственно 1003,568 кбит/с при передаче стереофонического сигнала с высоким качеством; при монопередаче со средним качеством скорость цифрового потока равна 252,586 кбит/с.
3. I2 – почти мгновенное компандирование с преобразованием 14/10 бит/отсчет и высокий уровень защиты от ошибок. Блок содержит 15-битовые кодовые слова выборки из 48 отсчетов аудиосигнала (при стереопередаче соответственно 24 отсчета левого и 24 отсчета правого сигналов). Общая длительность блока 720 бит (90 байт). Скорость цифрового потока 502,919 кбит/с при монопередаче с высоким качеством и 1003,586 кбит/с при стереопередаче; при монофонической передаче со средним качеством скорость цифрового потока равна 252,586 кбит/с.
4. I1 – почти мгновенное компандирование с преобразованием 14/10 бит/отсчет и слабый уровень защиты от ошибок. Блок содержит кодовые 11-битовые слова 64 отсчетов (при стереопередаче 32 отсчета левого и 32 отсчета правого каналов). В начале блока расположено свободное поле из 16 бит для будущего использования. Общая длительность блока 720 бит (90 байт). Скорость передачи цифрового потока 377,753 кбит/с при высококачественной монофонической передаче и 753,253 кбит/с при высококачественной стереопередаче; при монопередаче среднего качества скорость цифрового потока равна 190,003 кбит/с.
Заметим, что 90-байтный блок при передаче полностью размещается в одном пакете, а три блока по 120 байт каждый передаются в четырех последовательных пакетах. Иначе говоря, для 120-байтных блоках его части находятся в двух смежных пакетах (рис. 18.8). Кроме того, при передаче с высоким качеством частота дискретизации ЗС составляет 32 кГц при полосе частот 40.. .15 000 Гц; при передаче со средним качеством fд = 16 кГц и полоса частот ЗС составляет 7 кГц. Перед кодированием ЗС подвергаются предыскажению в соответствии с Рекомендацией J.17 МККТТ.
В каждой строке перед сигналом изображения передаются: слово синхронизации строки (6 бит) и информационные данные (например, ЗС), занимающие в общей сложности 99 бит. При этом данные и ЗС передаются в строках 1 – 623, а 624 и 625 строки используются для других целей.
Одна видеострока (длительностью 64 мкс) разделяется с помощью опорной тактовой частоты 20,25 МГц на 1296 тактовых периодов (ТП) или 1296 временных интервалов. Из 1296 ТП отведено: 209 – для передачи 105 бит данных и синхронизации; 4 – фиксации конца передачи потока данных; 15 – фиксации 0,5 В (середина сигнала); 10 – перехода к разностному сигналу цветности; 349 – передачи разностного сигнала цветности; 5 – перехода от разностного сигнала цветности к сигналу яркости; 697 – передачи сигнала яркости; 7 – перехода от сигнала яркости к цифровым данным.
В каждой строке 105 бит цифровых символов передаются в интервале 10,32 мкс. В качестве строчного 6-битового слова синхронизации применяются попеременно преамбулы бифазного кода W1 и W2, которые меняются от строки к строке, а также от одного полного изображения к другому.
Внутри полного кадра изображения с 625 строками (1/25 с) в системе D2-MAC передаются 82 пакета данных с 751 битами в каждом. В строке 623 не использованы 95 бит, строки 624 и 625 содержат особую информацию. В течение одного кадра передается в общей сложности 61582 бита.
Рис. 18.8. Передача 120-байтных блоков данных в четырех последовательных пакетах
Строка 624 содержит данные, начиная лишь с такта 144. Первые 32 бита отведены слову-маркеру EAF392F, которое устанавливает положение для фиксации. Затем следуют опорные сигналы, например, для автоматической регулировки уровня, которые могут отличаться для четных и нечетных изображений: от такта 210 до 372 – уровень серого, от 372 до 534 – уровень белого, от 534 до 696 – уровень черного.
Строка 625 содержит только цифровые служебные данные с сильной защитой от ошибок сокращенными кодами БЧХ (71,57) и (94,80), получаемыми соответственно из кода БЧХ (127,113). В ней представлены кодовые слова синхронизации изображения, идентификации спутникового канала, часовое время, дата и информация к конфигурации приемника. Здесь же передается информация о способе передачи звука, примененном для этого случая способе скремблирования, а также данные VPS (видеопрограммная система) и указание, если передается телетекст, информация для строчной и кадровой синхронизации разнообразная информация в виде обычного текста для отображения ее, например, на экране ТВ приемника и другая необходимая служебная информация.
Во время передачи звуковых блоков (BC1 и ВС2) передаются также блоки интерпретации В1, различаемые с помощью байта типа, предваряющим каждый из этих блоков. Блоки В1 содержат следующую информацию: о полосе частот и частоте дискретизации ЗС, признаке моно- или стереопередачи, виде квантования – линейное или с применением почти мгновенного компандирования, способе защиты от ошибок– простая или сильная, о сигналах тревоги, а также новейшую информацию последних минут и др.
Все передаваемые служебные данные, данные управления и дополнительная информация постоянно повторяются. Время доступа к информации зависит от относительной ошибки в канале и частоты повторения. При вероятности ошибки 10~3 время доступа к информации, передаваемой в 625-й строке, составляет около 0,1 с, а среднее время доступа к важнейшей информации не превышает 1 с.
18.4. DSR – цифровое спутниковое радиовещание
На международной радиовыставке в 1989 г. в Берлине впервые было показано цифровое спутниковое радиовещание DSR (Digitale Satelliten Radio). При DSR в общем цифровом потоке со скоростью 20,48 Мбит/с передаются 16 стереофонических или 32 монофонических сигнала радиовещания. В настоящее время программы DSR передаются через TV-SAT 2 (19° западной долготы) на частоте 11,977 ГГц с левой поляризацией, DFS-3 Kopernikus (23,5° восточной долготы) на частоте 12,625 ГГц с горизонтальной поляризацией, в немецкой кабельной сети на частоте 118 МГц и швейцарской системе направленной радиосвязи GAZ (Gemeinschafts Antennen Zubringernetz). Суммарная ширина полосы частот радиоканала в системе DSR составляет 14 МГц. Так как спутниковые каналы имеют обычно ширину полосы частот 27 или даже 36 МГц, то передача через спутниковые каналы в той части, которая касается требуемой полосы пропускания, не имеет проблем. При выборе меньшей полосы частот радиоканала ориентировались прежде всего на пропускную способность каналов кабельных сетей.
Рассмотрим основные особенности структуры кода цифрового сигнала (рис. 18.9) системы DSR.
Исходный ЗС в аппаратной РД дискретизируется с частотой 48 кГц и кодируется с равномерным 16-битовым разрешением. Далее он преобразуется в ЗС с полосой частот 40... 15000 Гц с разрешением 14 бит/отсчет при частоте дискретизации 32 кГц. При этом для преобразования 16-разрядных кодовых слов в 14-разрядные, предназначенные для передачи, используется уже изложенный ранее метод с плавающей запятой.
Напомним лишь, что масштабный коэффициент, на передачу которого отводится 3 бита, добавляется к выборке из 64 отсчетов ЗС и определяет, сколько битов, следующих вслед за первым знаковым битом Yi во всех кодовых словах выборки имеет то же самое значение, что и знаковый бит. Нет необходимости передавать такие избыточные сигналы. Эти биты можно определить с помощью масштабного коэффициента, сдвинув после этого все значащие биты в сторону знакового. Это позволяет передать при малых уровнях 15-й и 16-й биты кодовых слов. На приемном конце с помощью масштабного коэффициента биты в кодовых словах выборки сдвигаются в их первоначальное положение, восстанавливая исходные 16-битовые кодовые слова отсчетов ЗС.
В системе DSR вся информация, предназначенная для передачи к приемнику, объединяется в два основных кадра А и В, каждый из них содержит цифровые сигналы 16-ти звуковых каналов и всю информацию, необходимую для их выделения, управления и защиты от ошибок. При этом стереофонические сигналы программ 1-8 (римские цифры) содержатся в основном кадре А, а стереофонические сигналы программ 9–16 (римские цифры) в основном кадре В.
Каждый основной кадр (рис. 18.9,а) содержит 320 битов, что при частоте повторения кадров 32 кГц приводит к скорости передачи данных 10,24 Мбит/с. Кадр начинается с 11-битового слова синхронизации (Sync А или Sync В), за которым следует 1 бит (S) специальной сервисной службы и затем четыре звуковых блока по 77 битов каждый. При этом первая и вторая пары этих 77-битовых блоков передаются с перемежением битов, что устраняет эффект дублирования ошибок в приемнике в случае, когда используется дифференциальная модуляция. Перемежение битов в последовательно следующих парах 77-битовых блоков распределяет ошибки при приеме по разным программам, что уменьшает частоту их появления в каждом канале и возможность их слуховой заметности. В каждом таком 77-битовом блоке содержатся данные двух стереопрограмм (или четырех монофонических программ). Номера программ обозначены римскими цифрами над блоками. Один основной кадр передается за 31,25 мкс.
Рис. 18.9. Структура основного кадра (А и В) в системе DSR: о– основной кадр А и В; б – звуковой 77-ми битовый блок; в – информационный кадр 21; д – специальный сервисный кадр SA; г – специальный сервисный суперкадр SAU
Основной кадр А начинается с 11-битового слова синхронизации – последовательности кода Баркера вида 11100010010; основной кадр В начинается с инверсной последовательности кода Баркера 00011101101. Применение синхрослов с кодом Баркера в основных кадрах А и В позволяет осуществлять в приемнике корреляционный анализ, обеспечивая точное восстановление в приемнике фазы тактовой частоты, определять ошибки, связанные с потерей синхронизма (пропуск кадра и проскальзывание бита), а также четкое разделение при демодуляции двух потоков в основные кадры А и В, даже в случае дифференциальной демодуляции.
Для обнаружения и исправления ошибок внутри 77-битовых блоков (рис. 18.9,6) в начале следуют друг за другом 11 самых старших разрядов (MSB) 14-битовых кодовых слов сигналов левого – Л1, правого П1, левого Л2, правого П2 каналов соответственно первой и второй стереопрограмм (всего 11х4 = 44 бита), после которых идут 19 проверочных битов (ВСН) кода БЧХ (63,44). Другими словами, 44 информационных бита и 19 проверочных битов (ВСН) образуют 63-битовое слово в коде БЧХ (63,44). Далее в блоке из 77 битов следуют два дополнительных информационных бита ZI(I) и ZI(II), передающие информацию о значении масштабных коэффициентов ЗС первой (1) и второй (2) стереопрограмм и информацию, относящуюся к программе (PI). Последними в блоке следуют по 3 младших значащих бита (LSB), передаваемых в нем кодовых слов четырех сигналов –П1, Л1, П2, Л2. Отметим, что бит ZI(I) всегда относится к первому, а бит ZI(II) – ко второму стереофоническому каналу (программе).
Код БЧХ (63,44) позволяет в защищенной части (первые 44 бита) 63-разрядных кодовых слов кода БЧХ (63,44) опознать и исправить две ошибки и дополнительно, по крайней мере, три ошибки опознать и замаскировать, интерполируя между последующим и предыдущим значениями отсчетов. При наличии большой емкости памяти в приемнике можно полностью исправить даже три ошибки. Кодовые слова кода БЧХ полностью описываются его генераторным полиномом
G
8
Напомним, что проверочное (контрольное) 19-битовое кодовое слово образуется делением по модулю 2 44-битового слова аудиоданных на генераторный полином G(x). Три низкозначимых младших бита 14-разрядных кодовых слов сигналов Л1, П1, Л2, П2 передаются в 77-битовых блоках незащищенными, так как ошибки в их приеме практически не слышимы.
Дополнительные информационные биты ZI(N), где N – номер программы, при передаче 64 основных кадров образуют дополнительный информационный кадр ZI (рис. 18.9,б), содержащий 64 бита, передаваемые в течение 2 мс. В кадре ZI трижды попарно передаются масштабные коэффициенты (SKF) соответственно для отсчетов сигнала левого Л1 и правого П1 канала первой стереопрограммы. Значение каждого масштабного коэффициента кодируется 3 битами. Он формируется из выборки, состоящей из 64 отсчетов ЗС в каждом канале. Пара масштабных коэффициентов отсчетов левого Ai и правого Hi сигналов каждой программы защищена от ошибок кодом БЧХ (14,6), образуемым из сокращенного кода БЧХ (15,7), генерируемого полиномом
G(x) = X8 + х7 + х6 + х4 + 1.
Для защиты в этом случае требуется восемь проверочных битов (ВСН). Кодом БЧХ (14,6) защищаются одновременно значения масштабных коэффициентов сигналов -Tli и Hi, содержащие в сумме 6 битов. Каждая пара защищенных масштабных коэффициентов передается последовательно 3 раза. Последние 22 бита кадра дополнительной информации зарезервированы для будущих передач информации, относящейся к программе PI.
Биты S сервисной (или особой) службы после прохождения 64 основных кедров (в каждом основном кадре А и В передается один бит этой службы) образуют специальный сервисный кадр SA (рис. 18.9,3), состоящий из 64 битов. Восемь таких кадров SA образуют суперкадр специальной сервисной службы SAU (рис. 18.9,г). Он содержит 512 бит, передается со скоростью 32 кбит/с, время передачи кадра SA составляет 2 мс и кадра SAU 16 мс. В кадре SAU передается дополнительная сервисная информация: опознавание программы (моно/стерео; речь/музыка);
номер стереофонической программы (канала); жанр программы (известия, религиозная, спорт, учебная программа и т.д. всего до 15 разновидностей) для всех звуковых каналов.
Часть емкости D1 и D2 (рис. 18.9,д) в каждом кадре SA пока не определена: она зарезервирована для будущих применений. Каждые 16 мс сервисная информация повторяется.
Рис. 18.10. Четырехпозиционная фазовая модуляция несущей: а– значения фазы несущей на выходе модулятора 4-ФМ в зависимости от сочетания символов во входных цифровых сигналах А и В; б – структура модулятора 4-ФМ сигнала; в, г – изменение формы и фазы сигнала на выходе модулятора
Для однозначной корреляции передаваемых в суперкадре SAU сообщений каждый 64-битовый кадр SA специальной сервисной службы начинается с 16-битового синхронизирующего слова, а вся дополнительная информация содержится в шести кодовых группах по 8 битов каждая. В первом кадре сервисной (или особой) службы используется синхрослово Sync 1 вида 0000010111001111, а в остальных семи кадрах - синхрослово Sync 2 вида 0000010111111111. Кроме того, в суперкадрах SAU через каждые 256 мс передается другая сервисная информация, например имя передатчика. В случае стереофонического радиовещания вся сервисная информация передается в левом канале РА-Л стереопары.
Сформированные цифровые потоки А и В должны быть с возможно большей эффективностью переданы по радиоканалу к приемнику.
С целью эффективного использования полосы частот спутникового радиоканала, высокой помехоустойчивости радиоприема и получения достаточно малой стоимости приемного устройства в системе DSR для модуляции выбран способ 4-ФМ (4 PSK – 4 fach Phase Shift Keying) с четырьмя возможными состояниями фазы несущей 45, 135, 225 и 315° (рис. 18.10,а). Показанные здесь состояния фазы несущей соответствуют четырем возможным сочетаниям символов в двухразрядном числе АВ: 00, 01, 11, 10. Таким образом, можно одновременно передавать два бита А и В. До модуляции цифровые потоки А и В скремблируются (СК), а после этого подвергаются дифференциальному кодированию (ДК).
Р ис. 18.11. Скремблирование в основных кадрах А и В
Скремблирование применяется для более равномерного распределения энергии в полосе частот радиоканала. Оно позволяет также эффективно восстанавливать режим синхронизации в паузе модуляции и необходимо для устранения возможности случайного появления цифровых последовательностей, соответствующих словам синхронизации, при передаче постоянно изменяющихся во времени цифровых сигналов. В основных кадрах А и В слова синхронизации Sync A, Sync В и биты S сервисной службы (всего 12 бит в начале каждого основного кадра) не перемежаются и не скремблируются. Операции скремблирования подвергаются 308 бит четырех звуковых блоков каждого из основных кадров (рис. 18.11). Скремблирование выполняется объединением цифровых потоков основных кадров А и В с псевдослучайной последовательностью, генерируемой с помощью 9-разрядного регистра сдвига с обратной связью (скремблирующий генератор на рис. 18.11). Генераторный полином имеет вид
Р(х) = х9 + х4 + 1.
Генератор создает двоичную последовательность длиной 29 - 1 = = 511 битов, из которых 308, имеющих наименьшую вероятность имитации синхронизирующего слова основного кадра с кодом Баркера, используются для кодирования. Последовательность в 308 битов определяется начальным словом инициализации вида r8, r7, r6,..., r0 = 010111101. Биты каждого основного кадра А и В, начиная с 13-го, суммируются по модулю 2 с псевдослучайной последовательностью в следующем порядке: биты основного кадра А суммируются с содержимым ячейки r0, биты основного кадра В суммируются с содержимым ячеек г3 и r0 (рис. 18.11). После окончания скремблирования одной пары кадров происходит повторный старт генератора псевдослучайной последовательности от указанного выше слова инициализации и затем начинается скремблирование новой пары основных кадров А и В, также начиная с 13-го бита.
Далее скремблированный поток данных А' и В' подвергается дифференциальному кодированию ДК (рис. 18.10,6^, чтобы при радиоприеме можно было использовать не только синхронную демодуляцию, но
и более простую разностную демодуляцию. Для этой цели два скремблированных потока А', В' в ДК объединяются, образуя две новые последовательности А" и В" на следующей основе:
где – "исключающее ИЛИ"; Аn, Вn – логическое состояние в момент n; An-1, Вn-1 – логическое состояние в момент n – 1, т.е. на бит раньше.
Два цифровых потока после дифференциального кодирования А" и В" каждый по 10,24 Мбит/с переключают фазы двух ортогональных несущих sint и cost, которые затем суммируются (см. рис. 18.10,6), образуя сигнал с модуляцией 4-ФМ (ФМ с четырьмя положениями фазы несущего колебания). Четырехпозиционная ФМ реализуется в данном случае с помощью двух модуляторов M1 и М2, каждый из которых является двухпозиционным. Временная зависимость и векторная диаграмма изменения фазы сигнала на выходе модулятора 2-ФМ (2PSK) (M1 или M2) представлены на рис. 18.10,в,г. В модуляторах M1 и М2 двум возможным символам 0 или 1 цифровых сигналов А" или В" на входе ставятся в соответствие два значения фазы несущей, сдвинутые друг относительно друга на 180°. После суммирования выходных сигналов m1 и М2, к которым подведены ортогональные несущие, получаем ФМ с четырьмя состояниями фазы (4-ФМ или 4PSK). Векторная диаграмма состояний фаз в зависимости от сочетания значения пар символов (0 и 1) двух цифровых сигналов А" и В" показана на рис. 18.10,а. Временная функция сигнала на выходе сумматора Е модулятора 4PSK описывается выражением
где Е – постоянная энергия сигнала Si(t); 0 = 2n/T – круговая частота; n > 0 – целое число; Т – длительность символа; i = 0, 1, 2,...,; М – 1 (М – число состояний фазы)
С пектр сигнала, излучаемого наземной станцией системы DSR, после его формирования описывается выражениями
где τ = (2/20,48) • 10–6 с – длительность двух битов (двойной бит); f – частота.
Рис. 18.12. Демодуляция сигнала 4-ФМ с устройством восстановления несущей по методу Костаса
Проблема демодуляции такого сигнала при ФМ состоит прежде всего в правильном определении фазы сигнала, искаженного при радиоприеме гауссовым шумом. Если в результате воздействия шума фазовый сдвиг принятого сигнала превысит значение ±π/М, то переданный сигнал будет принят с ошибкой.
Прием 4-ФМ сигнала можно осуществить как с помощью когерентного детектирования, заключающегося в определении на приемной стороне опорной фазы несущей посредством фазовой синхронизации приемника и передатчика. Для создания опорной фазы в приемнике используют схему, изображенную на рис. 18.12. С помощью управляемого напряжением опорного генератора УОГ получают два квадратурных колебания (синусное и косинусное). В перемножителях сигналов ПС1 и ПС2 они перемножаются с входным сигналом, в результате чего на их выходах появляются сигналы I (синфазная компонента) и Q (квадратурная компонента). Далее полученные сигналы еще раз перекрестно перемножаются в ПС3 и ПС4. Оба продукта перемножения поступают на сумматор S и затем проходят ФНЧ, на выходе которого имеем сигнал, пропорциональный разбалансу фаз несущей частоты передатчика и УОГ. Сигнал с выхода ФНЧ управляет частотой УОГ, обеспечивая режим фазовой синхронизации при демодуляции сигнала 4-ФМ. Диапазон захвата системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) ограничен значениями ±300 кГц.
Благодаря нестабильности генераторов частота сигнал DSR может изменяться на входе приемника (после его преобразования в конвертере) в пределах ±5 МГц, что требует дополнительной стабилизации частоты при ее преобразовании вниз. В результате синхронизации УОГ сигналы I н Q на выходах триггера Шмитта (TШ1 и ТШ2) с большим быстродействием выдают входные сигналы А и В для декодера DSR. В настоящее время большинство декодеров DSR выполнено на схеме SAA 7500 фирмы "Филипс".
Структурная схема тюнера для приема спутниковых программ цифрового радиовещания по системе DSR показана на рис. 18.13. Сигнал в полосе частот 950.. .2050 МГц, полученный после первого преобразования частоты в наружном блоке (конвертере), с помощью кабеля подводится к тюнеру, где усиливается и переносится преобразователем в область частоты 118 МГц при полосе ПФ, равной 14 МГц. Напомним, что такую полосу частот занимает сигнал системы DSR, в которой одновременно передаются 16 стереопрограмм. Частота управляемого гетеродина УГ управляется блоком автоподстройки частоты АПЧ. После преобразователя следует демодулятор 4-ФМ сигнала, на выходе которого выделяются два цифровых потока А и В, каждый со скоростью 10,24 Мбит/с. Далее идет устройство восстановления тактовой частоты УВТЧ. Правильная интерпретация цифровых потоков А и В и их правильное декодирование возможно при синхронизации основных кадров. Для этого используется устройство синхронизации, которое выделяет слово синхронизации каждого основного кадра, как только оно появляется в потоке данных. При обнаружении слова синхронизации, генерируется импульс, который подтверждает синхронизацию и запускает местный (находящийся в тюнере) генератор частоты кадров.
В декодере выделенные последовательности кода БЧХ подвергаются декодированию с целью обнаружения и коррекции ошибок. В блоке демультиплексора, управления и выбора звуковых каналов цифровые потоки разделяются на составляющие в соответствии со структурой кода. После обработки из каждой составляющей выделяется информация, необходимая в конечном итоге для восстановления исходных 16-битовых кодовых слов каждого из сигналов Л и П, а также для получения информации сервисной службы. В декодере SAA 7500 аудиоданные выводятся как последовательно, так и параллельно.
При спутниковом радиоприеме обычно отношение несущей к шуму составляет С/Ш = 12... 16 дБ. Это приводит к частоте повторения ошибок, изменяющейся в пределах 10–4 ... 10–7 . В системе DSR благодаря эффективной защите от ошибок еще допустимо значение 10– 2 (С/Ш < 10 дБ), если после коррекции ошибок их остаточная частота повторения не превышает 10–5 , что соответствует в среднем одному щелчку в час. Неслышимы две интерполяции в секунду при частоте повторения ошибки 10–5 . Примененное 16/14-битовое цифровое кодирование с плавающей запятой имеет в этой связи то преимущество, что амплитуда помехи в тихих пассажах также мала.
18.5. DAB – цифровое звуковое вещание
Назначение системы DAB. В Европе планируется дополнить аналоговое стереорадиовещание с частотной модуляцией цифровой системой радиовещания ЦРВ (DAB – Digital Audio Broadcasting). Система DAB предназначена для доставки высококачественных цифровых звуковых программ и данных, передаваемых наземными и спутниковыми передатчиками в метровом (88... 114 МГц) и дециметровом (0,5.. .2 ГГц) диапазонах частот, а также распределяемых с помощью кабельных сетей и принимаемых автомобильными, переносными и стационарными приемниками цифровых сигналов
Рис. 18.14. Изменение амплитуды напряженности электромагнитного поля в точке радиоприема от частоты
Она разработана с учетом реализации методов эффективного использования спектра и излучаемой мощности при частотном планировании наземной передающей сети, получившей название "одночастотная сеть" (ОЧС), а также с учетом применения маломощных ретрансляторов, работающих на единой частоте передачи и приема (gap filler) и обеспечивающих уверенный прием цифрового сигнала в "мертвых" зонах городов с разноэтажной застройкой. Эта система может быть реализована в виде спутниковой, а также в виде гибридной (смешанной) спутниково-наземной системы радиовещания с использованием простой практически ненаправленной приемкой антенны. Система DAB удовлетворяет необходимым требованиям совместной работы с другими службами радиосвязи.
Типичным для распространения сигналов MB является то, что эти сигналы попадают на приемник несколькими путями, т.е. не прямо, а обходными путями с запаздыванием по времени. Эти отражения от зданий, гор, разнообразных движущихся объектов и т.д. интерферируют с прямым сигналом и, конечно, же друг с другом. Следствием этого являются глубокие провалы амплитуды поля в точке приема для узких областей частот. Частоты провалов зависят от места приема (рис. 18.14). Провалы приводят к появлению помех, которые особенно заметны при мобильном приеме, например в автомобиле. Из-за малого количества предоставленных в распоряжение передатчиков радиовещания частотных диапазонов в международном масштабе договорились об их полосе и загрузке. Чтобы обеспечить прием на большой территории предлагается вместо мощного центрального передатчика использовать маломощные пространственно рассредоточенные передатчики. Поэтому возникает проблема многолучевого приема. К настоящему времени уже накоплен большой опыт в области цифровой мобильной техники. Благодаря передаваемым контрольным сериям приемник может идентифицировать сигналы с различной задержкой и вновь сложить их после ее компенсации. Тем самым становится возможным не только устранение помех, вызванных многолучевостью, но и увеличение полезной мощности сигнала при радиоприеме.
Вместо большого числа обычных узкополосных каналов передачи в системе DAB используются широкополосные каналы с одновременной передачей в них нескольких звуковых программ, сигналов данных, разнообразной сервисной информации.
Структура системы DAB. Упрощенные структурные схемы передающей (а) и приемной частей (б) системы DAB показаны на рис. 18.15. Входными сигналами системы DAB являются сигналы звуковых программ Audio1. Audio2,..., Audion, цифровые сигналы данных Daten1, Daten2,..., Datenn. Аналоговые звуковые сигналы поступают на АЦП, где преобразуются в цифровую форму с частотой дискретизации 48 кГц и разрешением 16 бит/отсчет. Далее каждый из них кодируется MPEG-кодером стандарта 11172-3 с целью компрессии цифровых аудиоданных. Далее все индивидуальные цифровые потоки мультиплексируются (Multiplexer) и затем объединенный цифровой поток, передаваемый со скоростью передачи 1,5 Мбит/с, поступает на COFDM-модулятор. Полученный на его выходе COFDM-сигнал переносится в требуемую полосу частот и полученный после этого DAB-сигнал излучается. На приемной стороне системы выполняются обратные преобразования: принятый DAB-сигнал переносится смесителем СМ на промежуточную частоту, далее он демодулируется в COFDM-демодуляторе, демультиплексируется, цифровые потоки, соответствующие звуковым программам декодируются в MPEG-дкодере, после чего подвергаются цифро-аналоговому преобразованию (ЦАП1 ЦАП2,..., ЦАПn). Выходными сигналами приемной части системы DAB являются сигналы звуковых программ Audio1, Audio2,..., Audion„ и сигналы данных Daten1, Daten2,..., Datenn.
Рис. 18.15. Упрощенные структурные схемы передающей (а) приемной (б) частей системы DAB
Цифровые потоки в системе DAB. Система ЦРВ предназначена для передачи множества звуковых сигналов вместе с сигналами данных потребителю (пользователю этой разнообразной информации). В передающей части системы DAB формируются три канала передачи цифровых потоков:
канал пользователя MSC (Маin Service Channel); используется для передачи звуковых сигналов программ радиовещания и цифровых данных, связанных с программами. Здесь общий цифровой поток разбивается на множество субканалов, в каждом из которых производится индивидуальное помехоустойчивое кодирование (ПК) с помощью CRC-кода, скремблирование (СКР) и временное перемежение цифровых символов (ВПС). В каждом субканале могут передаваться одна или несколько компонент канала пользователя. Организация субканалов и канальных компонент называется конфигурацией мультиплексирования (MSI). Канал пользователя образуется из фреймов CIF (Common Interleaved Frame) с перемежением, являющихся частью фрейма передачи;
канал быстрой информации FIC (Fast Information Channel); используется для быстрого доступа к информации в радиоприемнике. Прежде всего по нему передается информация о конфигурации мультиплексирования (МСI – Multiplex Configuration Information), разнообразная сервисная информация SI и данные для быстрого доступа FIC, например сигналы гражданской обороны и т.п. В канале FIC не используется временное перемежение цифровых символов;
канал синхронизации (Synchronization Channel); используется внутри передающей части системы для обеспечения функций демодуляции, а именно, синхронизация фрейма передачи, автоматическое управление частотой, оценка состояния субканалов и идентификация передатчика.
Цифровые потоки каналов FIC, MSC, общих данных поступают на мультиплексор фрейма передачи; после него на генератор символов каналов FIC и MSC, и затем после последнего мультиплексирования, где они объединяются с символами канала синхронизации – на COFDM-модулятор.
Кодирование звуковых сигналов в системе DAB. В кодере системы DAB стандарта MPEG-1 ISO/IEC 11172-3 (см. разд. 12.10) входной ИКМ-сигнал со скоростью цифрового потока 768 кбит/с (с частотой дискретизации fд = 48 кГц и равномерным квантованием с разрешением 16 бит/отсчет) разделяется блоком цифровых полифазных цифровых фильтров (БПЦФ) на 32 полосные составляющие. Входной цифровой сигнал обрабатывается аудиофреймами. В Layer II один аудиофрейм образуют 1152 отсчета ЗС, что составляет 24 мс при fд = 48 кГц. Преимуществом полифазных фильтров является относительно малое время задержки сигнала при одновременной компенсации искажений, возникающих за счет интерференции сигналов в местах стыковки полос. К тому же их реализация не очень сложна. Все 32 полосы пропускания БПЦФ имеют постоянную ширину: ΔF=fд/(2n),
где fд – частота дискретизации звукового сигнала, n – число субполос. Если fд = 48 кГц, n = 32, то ΔF составляет 750 Гц. В каждой такой полосе имеется 16 спектральных компонент, если разрешение БПФ по частоте составляет 46,875 Гц (при fд = 48 кГц и длине выборки, равной1152 отсчетам ЗС, Layer II). После фильтрации следующие по времени друг за другом значения отсчетов ЗС в каждой отдельной полосе собираются в блоки. В Layer II блок каждой такой субполосы содержит 36 отсчетов ЗС. Блок делится на три части, называемые гранулами.
В каждой такой грануле, включающей 12 отсчетов ЗС, определяется максимальный отсчет, его значение является масштабным коэффициентом SCF. Итак, для выборки, состоящей из 1152 отсчетов ЗС, в каждой субполосе имеем по три масштабных коэффициента, всего субполос 32, поэтому общее количество масштабных коэффициентов равно 3х32=96. Однако не все значения масштабных коэффициентов передаются. Значения масштабных коэффициентов заданы таблицей. Поэтому максимальное значение отсчета в грануле сравнивается с набором табличных значений масштабных коэффициентов SCF. Из множества табличных значений выбирается из таблицы ближайшее большее значение. Оно и принимается как масштабный коэффициент гранулы субполосы n. Кодируются не сами значения масштабных коэффициентов. Каждому табличному значению масштабного коэффициента SCF соответствует свой индекс iscf, указанный в таблице. Последний представляет собой целое число, изменяющееся в пределах от 0 до 62. Значение индекса масштабного коэффициента iscf (0.. .62) кодируется 6-ю битами. При передаче индекса масштабного коэффициента первым передается бит MSb. Не все значения масштабных коэффициентов трех гранул могут передаваться. Предварительно вычисляются так называемые классы различий масштабных коэффициентов, определяемые как
где iscf1, iscf2 и iscf3– индексы значений масштабных коэффициентов для первой, второй и третьей гранул выборки субполосы n, dscf1 и dscf2 – классы различий первого и второго и соответственно второго и третьего масштабных коэффициентов. Классы различий заданы таблицей. Определено 5 классов различий масштабных коэффициентов. Сочетания передаваемых масштабных коэффициентов заданы также таблично числами 0, 1, 2, 3, 4. Эти числа кодируются двумя битами, кодовое двухбитовое число, определяющее передаваемые масштабные коэффициенты, задано таблично. Могут передаваться либо один, либо два, либо три масштабных коэффициента. Цифра 4 говорит о том, что передается только одно максимальное значение масштабного коэффициента гранул субполосы. Информация о количестве передаваемых масштабных коэффициентов называется информацией по выбору масштабных коэффициентов SCFS, на ее передачу отведено два бита. Расчет значений масштабных коэффициентов выполняется в БРМК. В Layer II в блоке из трех гранул (36 отсчетов) могут передаваться от одного до трех масштабных коэффициентов.
Информация о распределении бит по каждой из 32 субполос кодируется 4 битами Layer II. Она определяет число уровней квантования для каждой субполосы или, что тоже самое, число разрядов для кодирования отсчетов ЗС в каждой субполосе. Для каждой субполосы (sb) число допустимых уровней квантования задается в стандарте таблицей. Оно зависит также от скорости передачи, для каждой скорости передачи (или группы скоростей) имеется своя таблица. Возможное число уровней квантования на каждую субполосу таким образом ограничено. С 27 по 31 субполосы биты не выделяются для скоростей передачи данных от 56 до 384 кбит/с. При скорости передачи 32 и 48 кбит/с биты не выделяются в субполосы от 8 до 31.
Кроме того, для каждой субполосы существует свое распределение числа уровней квантования, например (скорости передачи 56,..., 384 кбит/с):
Подсчитаем количество бит, необходимое для передачи информации о распределении бит по субполосам. Для каждой субполосы передается только соответствующий числу уровней квантования индекс (указан в верхней части таблиц в стандарте ISO/IEC 11172-3), например для субполосы 26 значения индексов равны 1, 2 и 3 и число уровней квантования соответственно равно 3 (для индекса 1), 5 (для индекса 2) и 65535 (для индекса 3). Тогда кодовые слова для субполос будут иметь следующее количество бит:
для субполос (sb) 0, 1, 2 |
4 бита, всего 12 бит; |
для субполос (sb) 3, 4,.... 10 |
4 бита, всего 4х8= 32 бита; |
для субполос (sb) 11, 12,.... 22 |
3 бита, всего 3х12=36 бит; |
для субполос (sb) 23, 24,.... 26 |
2 бита, всего 2х4=8 бит. |
Таким образом, для кодирования информации о распределении бит по субполосам в аудиофрейме необходимо иметь в данном случае 12 + 32 + 36 + 8 = 88 бит Layer II.
В системе DAB информация о распределении бит по субполосам кодируется 4-мя битами, число различных ступеней квантования не превышает 15 (15 разных вариантов для субполос 0, 1, 2 и 3, 4,..., 10; 7 вариантов для субполос с 11 no 22; 3 варианта для субполос от 23 до 26, в субполосы с 27 по 31 биты вообще не выделяются. Заметим, что в принципе возможны различные процедуры распределения бит по субполосам. Здесь использована стратегия минимизации отношения сигнал/маска SMR (см. разд. 12.10) в пределах звукового фрейма. Принцип, используемый при осуществлении процедуры распределения, состоит в минимизации общего отношения основного сигнала к маскирующему сигналу в пределах звукового фрейма с учетом ограничения, которое состоит в том, что число используемых бит не должно превышать числа бит, доступного для этого фрейма.
При кодировании отсчетов ЗС (Layer II) в каждой субполосе используется равномерное квантование отсчетов с шагом Δi, величина которого вычисляется из отношения SMR, найденного с помощью психоакустической модели, где SMR– допустимое значение уровня шумов квантования в субполосе i, при котором шум еще маскируется полезным сигналом. Значение Δi, меняется от одной субполосы к другой. Для всех отсчетов внутри блока, состоящего из 36 отсчетов (Layer II) величина шага квантования Δi остается постоянной. Число ступеней квантования при кодировании отсчетов ЗС в субполосах составляет 2, где п может лежать в пределах от 2 до 15. Это значение для Layer II составляет 3, 5, 7, 9, 15, 31, 63,..., 65535. Заметим, что в Layer II одновременно обрабатываются три блока по 12 отсчетов ЗС, то есть блок, состоящий из трех гранул. Итак, для Layer II в каждой субполосе аудиофрейма могут иметься 1-3
Рис. 18.16. Структура данных звукового фрейма системы DAB
з
n
Аудиофрейм системы DAB. Структура данных звукового фрейма системы DAB представлена на рис. 18.16. Он содержит дополнительные части по сравнению с аудиофреймом стандарта ISO/IEC 11172-3 (см. разд. 12.13).
Аудиофрейм стандарта ISO/IEC 11172-3 представляет собой последовательность цифровых данных, включающих:
служебную информацию (Header);
избыточные биты CRC-кода (CRC);
информацию о распределении общего числа бит по субполосам (подполосам) (Bit Allocation);
информацию о распределении масштабных коэффициентах (SCFSI);
значения масштабных коэффициентов (SCF – Scale Factor);
значения отсчетов полосовых сигналов; нормированных на МК (Subband Samples);
биты дополнительных (вспомогательных) данных (Ancillary data)
биты заполнения.
В системе DAB аудиофрейм дополнительно содержит байты для передачи данных PAD – информации, которая синхронна со звуковой программой и имеет непосредственное к ней отношение. Она состоит из двух частей: X-PAD и F-PAD. Данные F-PAD имеют постоянную длину, равную 2 байтам, здесь передается информация управления в реальном масштабе времени и данные с очень низкой скоростью передачи. Данные X-PAD имеют переменную длину, они передают дополнительную информацию, относящуюся к звуковой программе, например, поясняющий текст. Кроме того эта часть фрейма содержит также биты помехоустойчивого кодирования значений масштабных коэффициентов (SCF-CRC).
Большую часть пропускной способности канала передачи занимает передача собственно отсчетов звукового сигнала. Около 10% от общего объема занимает информация о распределении бит и масштабных коэффициентов.
Заметность искажений, вызываемых компрессией данных, существенно зависит от особенностей сигнала. При скорости 196 кбит/с на канал искажения практически незаметны при передаче любых сигналов. При скорости 64 кбит/с искажения уверенно замечаются на большинстве сигналов. Скорость передачи 128 кбит/с на канал является компромиссом, в этом случае достигается приемлемое качество и стоимость трансляции, которая прямо пропорциональна скорости передачи.
Модуляция несущих частот в системе DAB. Структурная схема, поясняющая принцип формирования OFDM-сигнала, показана на рис. 18.17,а. Цифровая последовательность, поступающая с выхода мультиплексора 1 распаралеливается в блоке 2. После этого каждый из полученных цифровых потоков поступает на свой ФМ-модулятор (ФМ1, ФМ2,..., ФМn), на вторые входы которых поступают сигналы несущих (fн1, fн2... fнп). Переход от последовательной к параллельной передаче двоичных символов цифровой последовательности для n несущих частот условно изображен на рис. 18.17,б. Здесь ti – время, необходимое для передачи n двоичных символов (нулей и единиц); Ts – время передачи одного двоичного символа, очевидно, что Ts = (ti/n).
Итак, OFDM-сигнал состоит из n модулированных по фазе несущих. Интервал времени Ts, в течение которого осуществляется передача одного символа с помощью каждой из n несущих, образует OFDM-символ. Для их уверенного разделения при радиоприеме между ними имеется так называемый "защитный интервал" длительностью ТG (рис. 18.18,а). Длительность защитного интервала должна удовлетворять условию ТG≥d/c, где d – расстояние между передатчиками, с – скорость распространения волны. При d = 60 км длительность защитного интервала должна быть не менее, чем 200 мкс.
Полученная совокупность ФМ-сигналов поступает на сумматор Е, на выходе которого и образуется OFDM-сигнал. Аббревиатура OFDM расшифровывается как " Orthogonal Frequency Division Multiplex".
Для передачи цифровых сигналов используется фазовая манипуляция с четырьмя состояниями фазы несущей (4-ФМ или QPSK-модуляция) также, например, как и в системах NICAM и DSR.
В системе DAB последовательность следования во времени символов 1, 2, 3,..., n несущих fн1. fн2.---. fнn кодируется определенным образом. Можно говорить о кодированном перемежении во времени несущих частот fн1, fн2,…. fнп (рис, 18.19). В результате этого кодирования образуется COFDM-сигнал и соответственно COFDM-символы, которые и передаются по радиоканалу системы DAB. Здесь аббревиатуpa COFDM расшифровывается как "Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex".
П олоса частот радиоканалов для каждой из множества несущих fн1. fн2….,fнn показана на рис. 18.18,б. Жирной линией здесь изображена полная полоса частот ∆fрк радиоканала системы DAB, составляющая 1,54 МГц.
Рис. 18.17. К принципу формирования OFDM-сигнала: а–концепция формирования OFDM-сигнала; б– преобразование последовательной цифровой последовательности символов в параллельную
Рис. 18.18. OFDM-сигнал с защитным интервалом (а) и его спектр {б)
Режимы работы и радиосигнал системы DAB. Для использования системы DAB в различных конфигурациях передающей сети и в широком диапазоне рабочих частот предназначены три режима передачи. Передаваемый сигнал имеет фреймовую структуру длительностью 96 мс (mode I – режим передачи 1) и 24 мс (mode II и III – режимы передачи II и III).
Передаваемый фрейм сигнала DAB состоит из последовательности трех групп символов OFDM: символы канала синхронизации, символы канала быстрой информации FIC и символы канала MSC. Символы канала синхронизации содержат нуль-символ и опорный фазовый символ.
Структура фрейма радиосигнала системы ЦРВ в укрупненном виде показана на рис. 18.20.
Рис. 18.20. Структура фрейма радиосигнала системы ЦРВ в укрупненном виде
Аудиоданные распределяются равномерно в общей сложности на 1536 различных несущих частот (рис. 18.21). К каждой стереопрограмме относятся таким образом несколько несущих частот, которые распределены по всей полосе частот DAB-сигнала и на которые биты аудиоданных распределяются пучками. Общая полоса пропускания радиоканала составляет 1,5 МГц. Если один или несколько узкополосных каналов несущих из-за помех выходят из строя, то это корректируется в приемнике вследствие избыточности при передаче. Для повышения помехозащищенности при передаче применены эффективные CRC-коды для защиты битов управления и высокозначимых битов информационных символов. Каждая несущая модулируется цифровым сигналом со скоростью 2 кбит/с. Спектры продуктов модуляции отдельных несущих частично наложены Друг на друга, но вследствие ортогональности последних модулированные сигналы разделяются друг от друга без помех.
Рис. 18. 21. Принцип передачи сигналов по радиоканалу в системе DAB
Система DAB обеспечивает надежный прием звуковых программ в ситуациях, когда условия радиоприема и характеристики радиоканала непрерывно и достаточно быстро изменяются. Это позволяет говорить о высоких адаптивных свойствах системы цифрового радиовещания.