Основы теории цепей. Основы схемотехники. Радиоприемные устройства. Лабораторный практикум

300Глава вторая. Описание лабораторных работ по ОС и РПрУ

•входной ток Iâõ (или входной ток смещения Iñì), определяют как среднее значение двух токов смещения при выходном напряжении равном

íóëþ, ò. å. Iâûõ = (Iñì1 + Iñì2)/2, ãäå Iñì1, Iñì2 — токи смещения на инвертирующем и неинвертирующем входе;

•коэффициент ослабления синфазного сигнала равен отношению коэффициента передачи дифференциального и синфазного сигналов, т. е. Кñô = ÊD | Kc;

•cпектральная плотность напряжения собствеííого шума на входе ОУ Sñø характеризует шумовые свойства ОУ (нВÃö).

7.2Входные каскады

7.2.1.Дифференциальные каскады (ДК) наиболее применимы в ИС в ка- честве входных, что объясняется рядом достоинств.

Дифференциальный усилитель (ДУ) без цепи смещения показан на рис. 3.44. Усилитель имеет два входа, а напряжение на выходе пропорцио-

нально разности на выходах. Резисторы R 1 è R 2 и выходные цепи транзисторов VT1 и VT2 составляют плечи моста, диагоналями которого являются точ- ки 3—4 и А—Э. При одинаковых величинах соответствующих элементов все параметры их изменяются одинаково при изменении температуры, старении, изменении напряжения питания, поэтому Uâûõ = Uêý1 – Uêý2 = 0.

Ðèñ. 3.44

Практически некоторая асимметрия транзисторов приводит к медленному изменению токов в цепях усилителей, а следовательно, и выходного напряжения. Это явление называют дрейфом нуля УПТ. Дрейф нуля в балансных схемах значительно меньше, чем в однотактных УПТ.

Повышение стабильности токов транзисторов возможно при использовании термостатирования транзисторов, температурной компенсации, введении глубокой ООС. Все перечисленные способы, кроме последнего, весьма затратны.

Увеличение глубины ООС, которая создается на резисторе Rý суммой токов эмиттеров транзисторов UR = (Iý1 + Iý2) Rý достигается ростом Rý. Значит, для повышения стабильности необходимо увеличивать напряжение источника

Лабораторная работа ¹ 3	301

питания. Обычно в ДК используются два источника питания: +Е1 è –Å2 (относительно земли, рис. 3.45).

Ðèñ. 3.45

Применение второго источника питания, кроме уменьшения дрейфа нуля, делает возможным не применять (в некоторых случаях) источники компенсирующих напряжений, обеспечивающих равенство нулю входного тока при отсутствии переменного напряжения на входе. Многообразие применений ОУ создает различные варианты подачи напряжения на вход ДК (как входного усилительного каскада) и способы снятия усиленного сигнала.

7.2.2. Синфазные входные сигналы подаются одновременно на оба входа ДК в одной фазе. Коллекторные токи при симметрии схемы получают одинаковые по знаку и величине приращения (например, положительные) ∆ Iê1, ∆ Iê2, а напряжение на коллекторах уменьшается на ∆ Uêý1 = ∆ Uêý2. В результате выходное напряжение равно нулю Uâûõ = Uêý1 – Uêý2 = 0, что указывает на подавление синфазного сигнала. Дрейф нуля при этом отсутствует. Учитывая, что реальный ДК имеет некоторую асимметрию, то при синфазном входном воз-

действии на резисторе Rý появляется напряжение ∆ URý = (∆ Iý1 + ∆ Iý2)Rý, отличное от нуля.

При несимметричном выходе (рис. 3.45) сигнал снимается с одного плеча ДК. При синфазном воздействии (рассмотрим крайний случай Rý = 0), сигнал, поданный на вход 1—0, не поступает на рассматриваемый выход. На выходе напряжение существует только при подаче сигнала на вход 2—0. То есть усилитель утрачивает нечувствительность к синфазному сигналу. Чтобы сохранить это свойство и при несимметричном выходе, вводят достаточно глубокую ООС для синфазного сигнала, включая в общую эмиттерную цепь резистор Rý. В результате токи iê è iý становятся меньшими в число раз, определяемое глубиной ООС. Глубина ООС, определяющая уменьшение коэффициента передачи синфазной составляющей для низких частот и при условии чисто активного сопротивления ООСи идеального источника входного сигнала

F = 1 +	2h21ý R ý	.	(3.1)
	h11ý

302 Глава вторая. Описание лабораторных работ по ОС и РПрУ

Можно считать, что при несимметричном выходе синфазный сигнал практически отсутствует при F ≈ 80 дБ. Глубина ООС будет увеличиваться с ростом Rý, однако, для достижения F ≈80 дБ, требуется увеличить сопротивление эмиттера до значений в сотни тысяч Ом, создающее падение напряжения в сотни вольт.

Включение в эмиттерную цепь транзистора, обладающего большим выходным динамическим сопротивлением, с одновременным введением МОС с помощью резистора достаточно небольшой величины, позволяет решить эту задачу.

При одинаковых транзисторах в ДУ и синфазном входном воздействии,

при условии, что h12 = 0 è Rí << R âûõ îý, входное сопротивление ДУ
Râõ îñ = Râõ1 = Râõ2 = Uâõ1/Iá = (Iáh11ý + 2IýRý)/Iá = h11ý + 2(1 + h21ý)Rý,	(3.2)
а коэффициент усиления для синфазного сигнала
Êñ = h21ýR/Râõ îñ,	(3.3)

где R — сопротивление нагрузки каскада по переменному току R = R1 = R2. 7.2.3. При противофазном входном воздействии, когда сигналы, дейст-

вующие на Uâõ1 è Uâõ2, равны по амплитуде и противоположны по фазе, приложенные к VT1 и VT2 напряжения противоположны по знаку и приводят к равным по величине и противоположным по знаку ∆ Uêý1 è –∆ Uêý2, тогда

Uâûõ = ∆ Uêý1 – (–∆ Uêý2) ≈2∆ Uêý1.

(3.4)

Значение и полярность Uâûõ зависит от соотношения амплитуд и полярности входных сигналов. Поскольку приращения токов эмиттеров (∆ Iý1 = –∆ Iý2) также противоположны по знаку, то ООС, создаваемая по переменному току на резисторе Rý не будет обеспечивать высокий коэффициент усиления ДК.

Коэффициент усиления по напряжению одного плеча ДК (однотактного каскада)

Ê1 = Ê2 = Uâûõ1 /Uâõ1 = Uâûõ2 /Uâõ2 = h21ýR /Rîý,	(3.5)
где R — сопротивление нагрузки каскада по переменному току.
Если полагать Rí >> R1 = R, Rí >> R2 = R, òî R ≈R è
K1 ≈K2 = h21ýR/Râõ îý.	(3.6)
Дифференциальное входное напряжение
Uâõ Ä = Uâõ1 + Uâõ2 = 2Uâõ1 = 2Uâõ2.	(3.7)

С учетом (3.2) коэффициент усиления ДУ по напряжению при симметричном выходе

	Ê		=	U âûõ ä	=	2U âûõ2	=	h21ý R	(3.8)
		äó		U âõ		2U âõ		R âõ îý

будет как в обычном резисторном каскаде.

Лабораторная работа ¹ 3	303

При несимметричном выходе

Ê

=

U âûõ

=

U âûõ

=

U âûõ

= 0,5Ê

= 0,5Ê

=

h21ý R

.

(3.9)

äó

U âõ1 + U âõ2

1

2

U âõ

2U âõ1

2R âõ îý

Входное сопротивление одного плеча

Râõ ïë = Râõ1 = Râõ2 = Râõ îý,

тогда при симметричном входе входное сопротивление ДУ

R		=	U âõ ä	=	U âõ1 + U âõ2	= 2R		.	(3.10)
	âõ ä						âõ îý
			I âõ		I á

Отношение выходных напряжений полезного и синфазного сигналов при одинаковых амплитудах на входе ДУ называют коэффициентом ослабления синфазного сигнала. Его значение лежит в переделах 80 100 дБ.

7.2.4. Схемы стабилизации режима по постоянному току. Развитием схемы ДК (рис. 3.44) является схема каскада с генератором стабильного тока (ГСТ), роль которого выполняет транзистор VT3 (рис. 3.46).

Ðèñ. 3.46

Здесь роль эмиттерного сопротивления (рис. 3.44) играет выходное сопротивление транзистора VT3 (сотни килом), стабилитрон VD1 задает режим работы транзистора VT3, т. е. Iý1, Iý2. Использование двух источников питания позволяет легко подобрать режим ДК и обеспечить нулевой потенциал напряжения на выходе при отсутствии входного сигнала. Генератор стабильного тока является базовым каскадом интегральных ОУ и применяется как высокоомное динамическое сопротивление или источник фиксированного тока. Простейший вариант ГСТ в интегральном исполнении имеет вид (рис. 3.47).

304 Глава вторая. Описание лабораторных работ по ОС и РПрУ

Ðèñ. 3.47

Роль стабилитрона VD1 (рис. 3.46) выполняет транзистор VT1 в диодном включении (Rý = 0). Тогда постоянные токи транзисторов VT1 и VT0 (рис. 3.47) будут

I1 = Iê1 + Iá0 + Iá1 = (1 + h21ý)Iá0 + Iá1;	(3.11)
I0 = Iá0h21ý0.	(3.12)

Считая h21ý1 ≈h21ý0; Iá0 ≈Iá1, поскольку транзисторы VT1 и VT0 идентичны, тогда

I1/I0 = ((1 + h21ý1)/h21ý0)(Iá1 / Iá0) + 1/h21ý0.

(3.13)

Для современных транзисторов h21ý >> 1, тогда I1/I0 ≈1, т. е. изменение тока ДУ следит за изменением тока I1, т. е. в паре транзисторов VT1 и VT0 существует «зеркальное отображение токов» — «токовое зеркало». Относительная нестабильность токов также одинакова

∆ I1	=∆	I 0	.	(3.14)
I1		I 0

Диодное включение транзистора VT1 позволяет стабилизировать его ток коллектора с помощью улучшения характеристик внешних устройств: источ- ников питания, резистора R1.

В интегральной схемотехнике термин «токовое зеркало» применяется для случая, когда I1/I0 ≈1. Когда же отношение отлично от единицы, но стабильно, применяют термин «отражатель тока». Такая ситуация возникает, например, при необходимости малых токов смещения, избегая при этом формирования резисторов больших номиналов. В этом случае используют схему рис. 3.48.

Исходя из физических принципов работы транзисторов и законов Кирхгофа

I1 = (E1 + Å2	– Uáý1)/R1 = Is exp(Uáý1 /γϕ ò);	(3.15)
I0	= Is exp(Uáý2 /γϕ ò),	(3.16)

ãäå Is — ток насыщения (обратный ток эмиттерного перехода); γ — эффективность эмиттера (принимаем равной единице); ϕ ò — температурный потенциал (принимаем равным 0,025В).

Лабораторная работа ¹ 3

305

Ðèñ. 3.48

Ðèñ. 3.49

Логарифмируя выражения (3.15) и (3.16) и вычитая нижнее выражение из верхнего, получаем

Rý = γϕ		E	1	+ E	2	− U	áý1
	ò ln							.	(3.17)
				R	1I 0

Значение сопротивления Rý составляет реализуемые величины, примерно несколько тысяч Ом.

Такая схема позволяет стабилизировать весьма малые токи I0, при сравнительно небольших резисторах R1 è Rý. Ïðè ýòîì Rý заметно увеличивает выходное сопротивление ГСТ за счет ООС по току.

Требование повысить выходное сопротивление ГСТ нельзя решить только путем увеличения значения сопротивления резистора R 1, поскольку это переводит транзистор VT0 в режим малых токов. Повышения выходного сопротивления ГСТ достигают включением в эмиттер VT1 добавочного резистора (рис. 3.49), что повышает потенциал базы VT0 и ток эмиттера VT0, сохранив большим выходное сопротивление ГСТ. Его можно теперь повысить увеличи- вая сопротивление Rý.

7.2.5. Источники опорного напряжения. Из рассмотрения свойств ГСТ видно, что стабильность его параметров зависит в основном от стабильности источников питания.

Для повышения стабильности источников питания ГСТ используют специально встроенную в усилитель цепь смещения (рис. 3.50).

Такая цепь смещения ГСТ (рис. 3.50à) позволяет получать опорное напряжение Uîï практически не зависящее от напряжения внешнего источника питания Е. Стабилитрон VD1 вместе с комбинацией диодов VD2 и VD3 обеспечивают высокую стабильность опорного напряжения Uîï. Стабилитрон поддерживает постоянство выходного (опорного напряжения) при изменении параметров источника питания, диоды обеспечивают постоянство Uîï, снижая влияние температуры.

306 Глава вторая. Описание лабораторных работ по ОС и РПрУ

Ðèñ. 3.50

Для получения опорного напряжения можно использовать эмиттерные повторители (ЭП), в том числе, реализованные на многоэмиттерных БТ, позволяющие получить одновременно несколько источников опорного напряжения (рис. 3.50á ). Стабилитрон VD1 в базовом делителе транзистора VT1 устраняет чувствительность ЭП к изменению напряжения питания, а диод VD2 обеспечивает постоянство напряжения на БЭ переходе транзистора за счет идентичности изменения его параметров и параметров диода при изменении температуры.

7.2.6. Схемы сдвига. Применение непосредственной (гальванической) связи между каскадами часто приводит к необходимости выравнивать уровни постоянного напряжения между отдельными точками схемы. Для этого используют различные цепи сдвига уровня напряжения (УН). Основное требование к ним — изменение постоянного потенциала между точками схемы (например, коллектором предыдущего каскада и базой последующего) при минимальном изменении потенциалов для переменных напряжений.

На рис. 3.51 показана схема сдвига УН с использованием ГСТ. Потенциал точки выхода понижен относительно точки входа на Uáý + IýRý. В то же время, напряжение сигнала передается практически без изменений, так как для ГСТ выполняется условие: его выходное динамическое сопротивление значительно больше сопротивления в цепи эмиттера и собственного входного сопротивления транзистора (h11), поэтому падение напряжения переменной составляющей на открытом БЭ переходе и резисторе Rý значительно меньше по сравнению с напряжением на ГСТ (Uâûõ).

Другая схема сдвига, использующая стабилитрон, показана на рис. 3.52. Потенциал коллектора транзистора VT1, равный Uê, понижен до требуе-

мого значения потенциала базы Uá следующего транзистора VT2 за счет включения между коллектором VT1 и базой VT2 стабилитрона VD1, при этом Uá = Uê – Uñò. Резистор R2 обеспечивает выбор рабочего тока через стабилитрон VD1, имеющий малое дифференциальное сопротивление (малые потери полезного сигнала).

Эта схема обладает рядом недостатков, ограничивающих ее применение: разброс и температурная зависимость напряжения стабилизации Uñò; сниже-

Лабораторная работа ¹ 3

307

	Ðèñ. 3.51			Ðèñ. 3.52
íèå	динамического	диапазона	усилителя
из-за внутренних шумов стабилитрона и от-
носительно большой ток стабилизации. Это
требует включения резистора R2 и уменьше-
ния резистора R1, что снижает коэффициент
усиления каскада на транзисторе VT1.
	Проблема выравнивания уровней суще-
ствует и при подключении ОУ к внешним
схемам. Для получения выходного напряже-
íèÿ	Uâûõ = 0 при отсутствии на		входе ОУ
сигнала, необходимо подать на его вход по-
стоянное напряжение определенной поляр-
ности Uñì. Отличие от нуля выходного на-				Ðèñ. 3.53
пряжения при отсутствии входного воздейст-
вия достаточно мало и вызвано разбалансом плеч внутри ОУ (прежде всего в
ДК) и во внешних цепях. Это отклонение выходного напряжения называют
напряжением сдвига Uâûõ ñäâ относительно нулевого уровня (рис. 3.53).
	Представленная амплитудная характеристика реального ОУ (2) показыва-
ют, что для получения Uâûõ ñäâ = 0, необходимо подать на его вход некоторое
напряжение смещения Uñì = U1ñäâ, сдвигающее амплитудную характеристику в
положение 1. Типовое напряжение смещения составляет ±(5...20) мВ.

7.3Выходные каскады

7.3.1.Оконечные каскада ОУ реализуются обычно как эмиттерные повторители. В ОУ К140УД1 (рис. 3.54) выходной каскад, выполненный на VT3 c нагрузкой в виде последовательного включения резисторов R3 и R4. Транзистор VT1 вместе с резистором R1 и ГСТ на транзисторе VT2 образуют схему сдвига для транзистора VT3, обеспечивая нулевой потенциал на выходе при отсутствии входного сигнала. Диод VD1 в обратном включении является корректирующей емкостью, обеспечивающей устойчивость ОУ. Транзистор VT2 (ГСТ), вместе с резистором R2 и источником опорного напряжения (например, рис. 3.50à), создает положительную обратную связь (ПОС), увеличивающую коэффициент усиления выходного каскада до 1,5. При увеличении например температуры, возрастает Uáý3, что приводит к возрастанию тока эмит-

Ðèñ. 3.54

308 Глава вторая. Описание лабораторных работ по ОС и РПрУ

òåðà Iý3 и увеличению падения напряжения на

R3 + R4; òàê êàê Iý3 >> Iý2, то это приводит к воз-

растанию потенциала эмиттера VT2, запирающего транзистор, а значит увеличивающего потенциал на коллекторе VT2. Поскольку

Uê2 = Uá3, то это увеличивает потенциал на базе

VT3, что указывает на ПОС.

При невысоких выходных мощностях в ка-

честве базовой схемы используют комплемен-

тарную пару транзисторов (транзисторы с иден-

тичными параметрами и разным типом прово-

димости), работающих в режиме В (рис. 3.55). Диоды VD1, VD2 обеспечивают необходи-

мое смещение на транзисторах VT2, VT3 и температурную стабилизацию режима. Резисторы R1 и R2 ограничивают ток короткого замыкания транзисторов и предотвращают выход ОУ из строя. Промежуточный каскад выполнен на транзисторе VT1 с активной нагрузкой в виде ГСТ, обеспечивает наибольшее усиление. При большой выходной мощности, в связи с трудностью реализации в интегральном исполнении комплементарной пары транзисторов различного типа проводимости, используют квазикомплементарные транзисторные группы (рис. 3.56), когда в верхнем плече используют транзисторы с одинаковыми структурами (VT2, VT4), а в нижнем — транзисторы с противоположными (VT3, VT5). Составные транзисторы эквивалентны одиночным транзисторам n-p-n или p-n-p типа.

7.3.2. Активные нагрузки. В интегральных микросхемах очень часто используют транзисторы в качестве активной (динамической) нагрузки вместо обычных резисторов. Это позволяет реализовать АЭ и резисторы по единой технологии, выбрать нагрузку большой величины, чтобы получить большой коэффициент усиления, не снижая при этом выходную мощность (как следствие уменьшения тока при возрастании сопротивления). На рис. 3.57 нагруз-

Ðèñ. 3.55

Ðèñ. 3.56

Лабораторная работа ¹ 3

309

Ðèñ. 3.57

Ðèñ. 3.58

кой усилителя на транзисторе VT2 является транзистор VT1 вместе с цепями смещения R2 è R3, включенный в коллекторную цепь. Выходное сопротивление транзистора VT1 Râûõ = 1/h22 = Ràí — является активной нагрузкой транзистора VT2 по переменной составляющей. Для увеличения Ràí в эмиттерную цепь VT1 включают резистор Rý. Выделив схему активной нагрузки (без вспомогательных цепей, рис. 3.58), отмечаем, что она является схемой ГСТ (рис. 3.47). Напряжения смещения на базу подается от отдельного напряжения смещения Uñì, à Rá — сопротивление делителя в базовой цепи VT1 по переменному току.

Получим соотношения, определяющие величину сопротивления активной нагрузки, представив VT1 эквивалентной схемой в системе h — параметров (рис. 3.59).

Ðèñ. 3.59

Уравнения Кирхгофа для данной схемы

Iê = h21ýIá + h22Uêý;

(3.18)

Uê = Uêý + URý;

(3.19)

URý = IêRý + Iá(Rá + h11ý + Rý).

(3.20)