Pimenov_V_Yu__Volman_V_I__Muravtsov_A_D_Tekhni
.pdfприменяемых на практике методов расчета электрических характеристик сложных СВЧ цепей является декомпозиция (расчленение) сложного устройства на ряд более простых, поддающихся электродинамическому анализу. Эти простые устройства называют базовыми элементами. Матрицы рассеяния базовых элементов определяются без учета взаимодействия между ними. Затем, с
помощью специальных алгоритмов рассчитывают элементы матрицы рассеяния для объединения двух и более базовых элементов, т.е. всей сложной цепи. Следует отметить, что структура цепей СВЧ, как правило, благоприятствует , подобному расчленению, так как обычно они состоят из отдельных относительно простых элементов, соединенных друг с другом отрезками линий передачи.
При составлении библиотеки базовых элементов используют одну из двух возможностей.
В первом случае каждый элемент цепи заменяют эквивалентной схемой, состоящей, из сосредоточенных элементов L, С, R и отрезков эквивалентной линии. При этом решение электродинамической задачи для базового элемента представляется в виде эквивалентной схемы, в
виде приближенных формул и справочных ' данных, определяющих связь величин элементов эквивалентной схемы с геометрическими размерами базового элемента,, длиной волны и параметрами диэлектрического заполнения. В этом случае большое количество базовых элементов цепей СВЧ может быть сведено к небольшому числу элементов эквивалентных схем.
Преимуществами такого подхода является универсальность, возможность разумной идеализации эквивалентных схем, а недостатками - потеря точности при использовании упрощенных эквивалентных схем и трудности в количественной оценке погрешностей расчета.
Во втором случае на основе решения электродинамической задачи для каждого базового элемента аналитически или численно находится характеристическая матрица. При этом удается выполнять расчеты с любой требуемой точностью. Однако такой подход менее универсален и требует значительно большего объема вычислений. Отметим, что оба подхода не имеют глубоких принципиальных различий.
Анализ каскадного соединения четырехполюсников. Рассмотрим частный случай цепи СВЧ,
достаточно часто встречающийся на практике,-каскадное соединение четырехполюсников, т.е. выход предшествующего элемента цепи соединяется со входом последующего и т.д. (рис. 12.29). Анализ каскадного соединения значительно упрощается, если описывать четырехполюсники не матрицей || S ||, а специальной матрицей передачи
|| А ||, которая связывает полные нормированные напряжения и токи на входе uп1, iп1 и на выходе uп1, iп1 четырехполюсника:
Для определения физического смысла элементов матрицы || A || рассмотрим некоторые частные случаи работы четырехполюсника. Пусть сигнал от генератора подается на вход четырехполюсника
(полюса 1^1), а выходные полюса его (2-2) остаются разомкнутыми. При этом iп2=0 и из (12.50)
следует, что А11= uп1/ iп1. А11 обычно называют коэффициентом передачи четырехполюсника по полному напряжению при размыкании его выходных полюсов, т.е. A21-нормированная проводимость четырехполюсника при размыкании его выходных полюсов. Если подать сигнал от генератора на вход четырехполюсника, а его выходные полюсы замкнуть накоротко, то при этом uп2 = 0 и из (12.50) следует, что т.е. А22-коэффициент передачи четырехполюсника по полному току при КЗ на его выходе, а т.е. A12 - нормированное сопротивление четырехполюсника при КЗ на его выходе.
Нетрудно показать с помощью (12.50), что матрица передачи ||А|| четырехполюсника , образованного каскадным соединением двух четырехполюсников, имеющих матрицы передачи ||A1|| и ||А2||,
вычисляется по формуле ||А|| = || А1||∙|| А2||(рис.12.29). Это свойство матрицы передачи распространяется на любое число каскадно соединенных четырехполюсников.
Из (12.50) и (12.42), используя (12.9), получаются формулы, связывающие элементы матриц || S| | и ||А||, для произвольного четырехполюсника: SU=(AU+A12-A2i-A22)/D,
Итак, анализ каскадного соединения четырехполюсников сводится к вычислению на заданной частоте матрицы || А || для каждого элемента цепи, перемножению матриц отдельных элемен-тов, что определяет матрицу || А || всей цепи, нахождению элемен-тов
матрицы S всей цепи по формулам (12.51).
Характеристические матрицы эквивалентных схем некоторых базовых элементов. При декомпозиции цепей СВЧ наиболее часто встречаются базовые элементы, имеющие следующие эквивалентные схемы.
1. Отрезок эквивалентной линии передачи (рис.12.30) длиной l является двухплечным устройством и может быть представлен четырехполюсником. Матрица ||S || для него имеет вид (12.43) при N=2.
Пренебрегая тепловыми потерями в отрезке линии и исходя из физического смысла элементов ||S||,
получаем Из (12.51) находим элементы матрицы А через элементы матрицы || S ||. На рис.12.30
выписаны матрицы ||S|| и ||А||. Для получения матриц ||S || и ||А || отрезка эквивалентной линии с учетом потерь следует в выражениях для элементов матриц (рис. 12.30) заменить
2. Стык двух линий передачи с разными волновыми сопротивлениями -двухплечное устройство
(рис.12.31), которое можно представить четырехполюсником. Причем расстояние между плоскостями отсчета в плечах равно 0.
Матрица || S || имеет вид (12.43) при N=2. В плоскости стыка равны полные ненормированные напряжения и токи:Uп1 = Uп2 и iп1 = -iП2. Знак минус в последнем равенстве учитывает тот факт,
что за положительные направления для тока на каждом входе выбраны направления внутрь четырехполюсника (см. рис. 12.28, б). Переходя в записанных равенствах к нормированным напряжениям и токам, согласно (12.39) получаем что позволяет найти элементы матрицы || А|| а по
(12.51) и элементы || S|| (рис.12.31).
3.Четырехполюсник, образованный последовательно включенным сопротивлением Z в линию с волновым сопротивлением ZB (рис. 12.32). Считаем расстояниеl между полюсами 1-1 и 2-2 равным нулю. В данном случае можно записать следующие выражения, связывающие нормированные напряжения и токи на входе и выходе: Сравнивая это с (12.50), получаем из (12.51) находим элементы матрицы ||S|| (рис.12.32).
4.Четырехполюсник, образованный параллельно включенной проводимостью У в линию передачи с волновым сопротивлением ZB (рис.12.33). Считаем расстояние l между полюсами 1-1 и 2-2 равным нулю. Используя законы Кирхгофа для рассматриваемой цепи, запишем связь между нормированными напряжениями и токами на полюсах: гдеэто позволяет определить элементы матрицы || А ||, а из (12.51) найти элементы матрицы || S || (рис.12.33).
Анализ произвольной цепи СВЧ. В этом случае цепь расчленяется на базовые элементы, для которых заранее определены характеристические матрицы. Матрицы рассеяния некоторых часто встречающихся базовых элементов можно найти в [29,33]. Затем на ЭВМ с помощью специально
составленной вычислительной программы рассчитывают матрицу рассеяния всего устройства.
Основу алгоритмов для разработки таких программ составляют формулы для расчета элементов матрицы ||S|| соединения двух многополюсников с известными матрицами || S., || и || S2||. Явные формулы для вычисления || S || через || S, || и || S2|| приведены в [29,43]. Далее к полученному многополюснику присоединяется третий базовый элемент с матрицей || S3 J и находится матрица рассеяния для нового соединения, и так далее до тех пор, пока не будут присоединены все базовые элементы рассматриваемой цепи. В результате последовательного применения описанной процедуры может быть построена матрица рассеяния любого сложного соединения произвольного числа базовых элементов. Варианты алгоритмов вычисления матриц рассеяния произвольных линейных и пассивных цепей СВЧ по известным матрицам рассеяния базовых элементов, отличающиеся организацией процесса вычисления ||S|| приведены в [36,43].
12.5. ПОСТРОЕНИЕ ЭКВИВАЛЕНТНЫХ СХЕМ ПРОСТЕЙШИХ ЦЕПЕЙ СВЧ. РЕАЛИЗАЦИЯ ЦЕПЕЙ ИЗ СОСРЕДОТОЧЕННЫХ ЭЛЕМЕНТОВ В ДИАПАЗОНЕ СВЧ Применение метода декомпозиции для анализа сложной цепи СВЧ требует знания или
характеристических матриц, или эквивалентных схем базовых элементов цепи. Кроме того, на практике решается и обратная задача: по заданным функциональным свойствам проектируемого устройства вначале выбирают его эквивалентную схему, состоящую из сосредоточенных элементов
L, С, R и отрезков эквивалентной линии; затем на основе этой схемы строят конструкцию устройства, пытаясь реализовать сосредоточенные элементы с помощью элементов с распределенными параметрами.
Это вызвано тем, что физические размеры сосредоточенных элементов L, С и R с повышением частоты уменьшаются и на частотах выше нескольких сотен мегагерц становятся настолько малыми,
что их изготовление вызывает серьезные трудности. Кроме того, с повышением частоты на параметры сосредоточенных элементов все большее влияние оказывают тепловые потери в них и потери на излучение. Поэтому, как правило, в диапазоне СВЧ вместо подобных элементов используют элементы с распределенными параметрами, например отрезки линий передачи.
Подбором длины и волнового сопротивления отрезков линии стараются смоделировать поведение сосредоточенных элементов в соответствующей эквивалентной схеме устройства.
Характеристические матрицы базовых элементов определяют или из решения электродинамической задачи, или экспериментально. На основе найденной матрицы строят эквивалентную схему элемента.
Например, если для взаимного четырехполюсника (рис.12.34) известна матрица || Z || или || У||, то с ним обычно сопоставляют либо Т-образную {рис.12.34) либо П-образную (рис. 12.34) эквивалентные схемы; величины элементов эквивалентной схемы находят, приравнивая матрицы сопротивлений
(для Т-схемы) или матрицы проводимостей (для П-схемы) на требуемой частоте [30]:
для Т-схемы Рассмотрим эквивалентные схемы некоторых базовых элементов.
Эквивалентная схема однородного отрезка линии передачи. Такой отрезок может быть представлен четырехполюсником, и его эквивалентная схема выбирается или в виде Т-, или в виде П-схемы
(рис.12.34). Величины элементов этих схем можно найти по (12.52) и (12.53), предварительно вычислив элементы матриц || Z || и || Y || по (12.48)-(12.48) по известной матрице || S || (рис.12.30):
Если длина отрезка l мала, можно пренебречь тепловыми потерями в нем (α = 0 и γ.= iβ), при этом
гиперболические функции в (12.54) и (12.55) перейдут в тригонометрические, эквивалентная схема отрезка будет состоять лишь из реактивных элементов (рис.12.35):
Формулы (12.56) и (12.57) позволяют связать параметры сосредоточенных элементов и элементов с распределенными параметрами. Например, для коротких отрезков линии (l<<Λ), учитывая, что при малых х можно считать tgx≈sinx≈x, получаем Поэтому, если в разрыв линии с волновым сопротивлением ZB включить короткий отрезок с намного большим волновым сопротивлением ZB1,
то эквивалентной схемой такой цепи будет индуктивность, последовательно включенная в разрыв эквивалентной линии (при большой величине ZB1 из (12.56)-(12.57) следует, что X>>B, т.е. С→0, (рис.12.35)). Аналогично можно показать, что если в разрыв линии включить отрезок с намного меньшим волновым сопротивлением, чем у линии, то эквивалентной схемой такой цепи будет емкость, параллельно подключаемая в эквивалентную линию. В табл.12.1 приведены некоторые базовые элементы цепей СВЧ, состоящие из отрезков полосковых линий передачи (на рисунках в таблице изображены конструкции полоски для СПЛ или МПЛ), соответствующие им эквивалентные схемы и формулы перехода. По
данным таблицы несложно изобразить конструкцию соответствующих элементов на основе коаксиальной или двухпроводной линии передачи.
Эквивалентные схемы отражающих неоднородностей в волноводных трактах. В таких трактах для реализации сосредоточенных элементов эквивалентных схем в волновод вводят специальные отражающие неоднородности.
Волноводные диафрагмы. Диафрагмой называют тонкую металлическую пластину, расположенную в поперечной плоскости волновода и частично перекрывающую его поперечное сечение. На рис. 12.36 показана диафрагма, уменьшающая лишь размер широкой стенки прямоугольного волновода.
Считаем толщину диафрагмы пренебрежимо малой и не учитываем тепловые потери в ней.
Волновод работает в одноволновом режиме. При построении эквивалентной схемы будем руководствоваться следующими физическими соображениями: свойства элемента, обладающего способностью концентрировать вблизи себя энергию электрического поля Wзл, близки к свойствам конденсатора, вследствие этого такой элемент можно эквивалентно представить в виде реактивности емкостного характера; если же элемент концентрирует вблизи себя энергию магнитного поля WMaг,
то его можно эквивалентно представить в виде реактивности индуктивного характера, а если вблизи элемента концентрируется и та и другая энергия, то при Wэл>Wмаг элемент можно эквивалентно представить в виде реактивности емкостного характера, а при Wэл<Wмаг-индуктивного характера.
Рассмотрим диафрагму, изображенную на рис. 12.36. При взаимодействии распространяющейся по волноводу волны Н10 с диафрагмой вблизи последней возникает структура магнитного поля,
показанная на рис.12.36, т.е. в данном случае поперечные и продольные токи, текущие по широким стенкам волновода, частично замыкаются через пластины диафрагмы, с ними связано дополнительное магнитное поле, возникающее вблизи диафрагмы. Это приводит к увеличению концентрации энергии магнитного поля в области диафрагмы. Поэтому эквивалентной схемой рассматриваемой диафрагмы является индуктивность, подключаемая параллельно в эквивалентную линию (см. рис.12.36). Для тонкой диафрагмы можно считать расстояние между полюсами 1-1 и 2-2
равным нулю. Формулы для расчета величины XL по заданным размерам диафрагмы d1 и d2 можно
найти в [33]. Рассматриваемая диафрагма (рис.12.36) получила название индуктивная диафрагма.
Диафрагма, изображенная на рис. 12.37, частично уменьшающая лишь размер узкой стенки прямоугольного волновода, называется емкостной диафрагмой. При распространении волны Н10 по волноводу между кромками диафрагмы концентрируются силовые линии электрического поля, что приводит к увеличению концентрации энергии электрического поля в области диафрагмы. Поэтому эквивалентной схемой рассматриваемой диафрагмы является емкость, подключаемая параллельно в эквивалентную линию. Расчетные формулы для этого случая можно найти в [33].
Диафрагма, образованная совмещением в одной плоскости волновода индуктивной и емкостной диафрагм, называется резонансной диафрагмой (рис.12.38). Размеры отверстия а1 и b1 могут быть выбраны так, чтобы на заданной частоте коэффициент отражения волны Н10 от диафрагмы был бы равен нулю [33] (это означает, что в эквивалентном контуре возникает резонанс, т.е. Wэл=Wмаг в области диафрагмы).
Реактивный стержень в прямоугольном волноводе -это металлический проводник, установленный параллельно вектору Е волны Н10 и соединенный по крайней мере с одной стороны с широкой стенкой волновода (рис. 12.39). Иногда его называют реактивным штырем. Отметим, что аналогичные стержни (штыри) устанавливаются и в других линиях передачи. Эквивалентной схемой тонкого (d<<a) реактивного стержня является последовательный контур, включенный в эквивалентную линию параллельно. Индуктивность связана с токами проводимости, протекающими по стержню, а емкость-с концентрацией электрического поля в зазоре между торцом стержня и стенкой волновода. Формулы для расчета XL и Хс можно найти в [33]. Анализ стержня в волноводе,
выполненный в [38], показывает, что при длине стержня l≈λ/4 величины XL≈XC, при этом сопротивление контура стремится к нулю
(резонанс), из-за чего вся энергия, переносимая падающей волной в волноводе, полностью отражается от стержня. На практике из-за конечной проводимости металла, модуль коэффициента отражения от стержня несколько меньше единицы. При l<λ/4 реактивное сопротивление контура становится емкостным, а при l>λ/4 - индуктивным.
В настоящее время существует большое число научных работ, посвященных построению эквивалентных схем как для разных неоднородностей в линиях передачи, так и для простейших конструкций элементов тракта СВЧ. Расчетные формулы и эквивалентные схемы для волноводных и коаксиальных элементов можно найти в [33,39]; сведения для полосковых элементов в [36, 40];
данные для элементов оптических трактов в [41,42]. При использовании тех или иных справочных данных особое внимание следует обращать на границы применимости и обеспечиваемую точность. 12.6. СТРУКТУРНЫЙ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЙ СИНТЕЗ. АВТОМАТИЗАЦИЯ ПРОЕКТИРОВАНИЯ УСТРОЙСТВ СВЧ Проектирование СВЧ трактов современных радиотехнических систем представляет достаточно
сложную задачу, решение которой практически невозможно без ЭВМ. В результате проектирования должна быть получена конструкция устройства, частотные характеристики которой удовлетворяют заданным требованиям. В столь общей постановке данная задача не имеет единственного решения,
так как различные по конструкции устройства могут иметь идентичные электрические характеристики. При проектировании СВЧ тракта выделяют два основных этапа. Первый этап,
называемый конструктивным синтезом, состоит в выборе одного или нескольких допустимых
вариантов разрабатываемого устройства. На этом этапе разработчик, основываясь на интуиции и инженерном опыте, используя некоторые общие приближенные представления о принципе работы устройств СВЧ, пользуясь специальными пособиями, где содержатся сведения об аналогичных устройствах и необходимые справочные материалы, определяет набор элементов, из которых состоит разрабатываемое устройство, и порядок их включения, т.е. предопределяет конструктивное выполнение элементов. Следует отметить, что для многих устройств СВЧ в настоящее время созданы приближенные методики синтеза, как правило, использующие приближение теории длинных линий, с помощью которых можно по заданным техническим требованиям приближенно определить конструктивные параметры элементов (см. гл.13 и 14).
Второй этап проектирования, называемый параметрическим синтезом, состоит в окончательном выборе варианта конструкции и уточнении параметров всех его элементов с целью получения требуемых частотных характеристик устройства. На этом этапе строят более точную эквивалентную схему проектируемого устройства и выполняют анализ схемы, вычисляют элементы матрицы рассеяния, что позволяет рассчитать частотные характеристики проектируемого устройства.
Частотные характеристики, рассчитанные по уточненной эквивалентной схеме, могут существенно отличаться от заданных при проектировании. Это отличие будет тем больше, чем более грубые и приближенные методики синтеза использовались на первом этапе. Если найденные характеристики не удовлетворяют техническому заданию, возникает задача коррекции параметров базовых элементов, выбранных на первом этапе, с целью улучшения характеристик устройства.
Процесс улучшения характеристик устройства на основе какого-то исходного варианта называется оптимизацией. Он состоит в целенаправленном поиске таких параметров элементов устройства,
которые обеспечивали бы минимальное значение некоторой целевой функции, оценивающей отклонение получающихся характеристик от требуемых техническим заданием. Как правило,
оптимизация проводится численно, т.е. по определенному плану перебираются возможные значения параметров элементов. Для каждого сочетания параметров вычисляется матрица рассеяния и рассчитывается значение целевой функции. Отыскивается такое оптимальное сочетание параметров,
при котором получается минимум целевой функции. По вопросам численной оптимизации существует обширная литература. Достаточно полное представление о методах численной оптимизации применительно к задачам проектирования радиосистем можно найти в [43, 45]. Чем сложнее устройство и жестче требования к его характеристикам, тем важнее роль оптимизации.
Второй этап проектирования практически невозможно выполнить без ЭВМ.
Эффективность любого проектирования в большей степени зависит от того, в какой мере удается автоматизировать стандартные операции, не требующие принятия решений. Такими стандартными операциями при проектировании трактов СВЧ являются расчет частотных характеристик известной схемы и в определенной степени процесс оптимизации.
Структурный синтез, выполняемый на первом зтапе, где разработчик, используя свой опыт,
принимает неформальное решение по выбору конструкции, очевидно, не может быть полностью автоматизирован. Поэтому при проектировании СВЧ трактов используют системы автоматизированного проектирования (САПР) устройств* СВЧ. Ядром САПР является библиотека математических моделей базовых элементов, содержащая вычислительные программы для расчета их матриц рассеяния. От полноты библиотеки зависит возможность проектировать те или иные
тракты СВЧ на основе САПР. В настоящее время созданы САПР для проектирования СВЧ трактов определенного класса: например, САПР волноводных трактов или САПР полосковых плат [43] и т.д.
В соответствии с назначением и формируется библиотека базовых элементов. Кроме этого, в САПР входит программа для вычисления матрицы рассеяния всего устройства по известным матрицам базовых элементов. И наконец, одним из основных блоков САПР является блок оптимизации. В
качестве вспомогательных блоков, входящих в САПР, можно отметить блок ввода исходных данных на проектирование и блок выдачи конструкторской документации.
Возможны различные варианты САПР. Идеальная САПР предполагает полную автоматизацию, т.е.
весь указанный объем работ, вплоть до выдачи конструкторской документации, осуществляется ЭВМ без участия человека, кроме тех случаев, когда из предложенных элементов ЭВМ не может синтезировать конструкцию с заданными характеристиками. В этом случае разработчик с учетом полученной от ЭВМ информации производит корректировку исходной конструкции (первый этап)
либо требований к проектируемому устройству, и весь процесс повторяется на ЭВМ. Однако, как показывает практика, подобные системы чрезвычайно сложны. Поэтому, как правило,
разрабатывают более простые и эффективные системы диалогового типа, когда конструкция устройства и начальный набор параметров базовых элементов, образующих ее, задаются разработчиком, а ее анализ, т.е. расчет электрических характеристик и частичная оптимизация,
выполняется ЭВМ. Результаты анализа и оптимизации отображаются на экране дисплея или выдаются в виде графиков, таблиц и т.д. При значительном расхождении требуемых и полученных характеристик разработчик вносит определенные коррективы в исходные данные либо критерии оценок при оптимизации и дает указание повторить анализ и оптимизацию. Подобный диалог человека с машиной продолжается до тех пор, пока не достигаются с заданной точностью требуемые характеристики. Затем ЭВМ составляет и оформляет конструкторскую документацию. Как показывает практика, режим диалога позволяет активно использовать опыт и интуицию разработчика, что существенно упрощает вычислительные программы и ускоряет поиск оптимальной конструкции устройства. Более подробно ознакомиться с САПР устройств СВЧ можно в [43-45].
Глава 13
ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА ТЕХНИКИ СВЧ
13.1. СОЧЛЕНЕНИЕ ОТРЕЗКОВ ЛИНИЙ ПЕРЕДАЧИ Тракты СВЧ состоят из ряда элементов, соединенных друг с другом. Для упрощения ремонта и
транспортировки их обычно делают разборными. Любое нарушение целостности тракта эквивалентно введению неоднородности. Поэтому даже едва заметный зазор между сочленяемыми отрезками линий передачи либо небольшое смещение их друг относительно друга вызывают отражения в тракте и дополнительные тепловые потери. Излучение через зазор части энергии электромагнитной волны, распространяющейся по тракту, может, кроме того, привести к паразитным связям между его элементами. К сочленениям (разъемам) предъявляется ряд требований:
сохранение согласования в тракте и его электрической прочности, внесение минимального ослабления в передаваемую мощность, отсутствие паразитного излучения и др. Для этого, как правило, в плоскости контакта сочленяемых отрезков линии передачи нужно обеспечить малое сопротивление для продольных токов. На практике применяют разъемы двух типов: контактные и
дроссельные.
При контактном сочленении волноводов к концам соединяемых отрезков припаиваются плоские фланцы. На рис. 13.1 показано контактное сочленение прямоугольных волноводов с одинаковыми размерами поперечных сечений. Качество электрического контакта в месте сочленения зависит в основном от тщательности механической обработки, параллельности и чистоты контактирующих поверхностей. Чтобы уменьшить тепловые потери и потери на излучение между фланцами 1 вводят тонкую бронзовую прокладку 2 с пружинящими лепестками.
Защита сочленения от пыли и влаги, проникающих из окружающего пространства, осуществляется с помощью резиновых уплотнительных колец 3, уложенных в специальные канавки на фланцах.
Герметизация волновода позволяет поддерживать в нем повышенное давление газа, если требуется увеличить предельную мощность волновода. Коэффициент отражения от хорошо выполненного контактного сочленения обычно не превышает 0,001 при потерях менее 0,01 дБ во всей рабочей полосе частот волновода. Поэтому контактные сочленения применяют в особо точной измерительной аппаратуре, в широкополосных системах связи (спутниковых, радиорелейных).
Недостатками контактного сочленения являются относительно высокая стоимость из-за жестких требований, которые приходится предъявлять к точности изготовления, а также ухудшение качества контакта при многократных сборках и разборках вследствие окисления металла в месте контакта.
В коаксиальных линиях конструкция контактного сочленения несколько усложняется, так как требуется одновременно обеспечить хороший контакт как центральных, так и внешних проводников соединяемых отрезков. Сведения о таких разъемах приведены в [33].
Если требования к качеству согласования, уровню потерь и широкополосности не столь жестки,
целесообразно использовать дроссельное сочленение.
Дроссельное сочленение прямоугольных волноводов (рис. 13.2) образуется двумя различными по конструкции фланцами: обычным контактным 1 и дроссельным 2 с кольцевой канавкой 3. Между частью торцевой поверхности фланцев (от волновода до канавки) оставлен зазор 4, через который поле из волновода проникает в канавку 3. Структура силовых линий электрического поля в дроссельном сочленении при распространении основной волны во волноводу показана на рис. 13.2.
При этом кольцевую канавку 3 можно рассматривать как отрезок короткозамкнутой коаксиальной линии, в котором устанавливается стоячая волна типа Н11 с длиной волны радиусы кольцевой канавки (см. рис. 13.2). Зазор между фланцами (от области механического контакта В до
соединяемых волноводов) представляет собой отрезок радиальной линии [39], длина волны низшего типа в которой равна λ. Эквивалентная схема дроссельного сочленения показана на рис.13.3, где RK-
сопротивление механического контакта в области В. Если на средней частоте рабочего диапазона выбрать глубину канавки l2 равной Λ/4, а длину зазора до канавки l2 равной λ/4, то образуются два четвертьволновых трансформатора. При этом сопротивление зазора между соединяемыми волноводами будет равно нулю при любых значениях RK, поскольку последовательно с ним включено бесконечно большое входное сопротивление короткозамкнутого четвертьволнового отрезка коаксиальной линии.
Поэтому такое сочленение не критично к качеству механического контакта и небольшим перекосам фланцев.
Очевидным недостатком дроссельного сочленения является зависимость его параметров от частоты,
так как сопротивление зазора между соединяемыми волноводами равно нулю только на средней частоте. Коэффициент отражения от тщательно изготовленного дроссельного сочленения обычно не превышает 0,02 в полосе ±15 % от центральной частоты рабочего диапазона. Аналогично строятся дроссельные сочленения для соединения отрезков круглого волновода или коаксиальной линии. 13.2. ВОЗБУЖДЕНИЕ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ВОЛН В ЛИНИЯХ ПЕРЕДАЧИ Для возбуждения волн в линиях передачи используют специальные элементы, называемые
возбуждающими устройствами, а для вывода энергии из линии применяют устройства связи с внешними нагрузками. Отметим, что в качестве возбуждающих устройств и устройств связи с.
внешними нагрузками в технике СВЧ используют одни и те же элементы. Это следует из теоремы взаимности, рассмотренной в гл.5 для случая двух излучателей, расположенных в изотропной среде.
Эту теорему можно распространить на линии передачи с устройствами ввода и вывода энергии при условии, что и линия, и эти устройства не содержат анизотропных (невзаимных) элементов.
На практике для ввода или вывода энергии из волновода используют достаточно малые элементы,
содержащие или электрический (рис. 13.4, а)
или магнитный в виде малой рамки (рис. 13.4, б) вибратор. Обычно такие вибраторы конструктивно объединяются с коаксиальной линией, используемой или для подвода энергии к вибратору, или для отвода энергии, принимаемой вибратором. В тех случаях, когда две линии передачи имеют общую металлическую стенку (см. рис.13.13), передать часть мощности из одной линии в другую можно с помощью отверстия, прорезанного в общей стенке.
Электрический вибратор (рис. 13.4, а) будет принимать энергию электромагнитного поля из волновода и передавать ее в коаксиальную линию, если электромагнитная волна,
распространяющаяся в волноводе, будет вызывать в нем ток. Для получения наибольшего тока вибратор следует поместить в пучность электрического поля волны в волноводе параллельно линиям вектора Е. Аналогично наибольшая связь рамки (рис. 13.4, б) с полем волны в волноводе будет в случае наведения в ней полем волны максимальной ЭДС. Для этого рамку помещают в пучность магнитного поля волны в волноводе так, чтобы ее плоскость была перпендикулярна вектору В.
Очевидно, при возбуждении волн в линии следует помещать электрический вибратор с током в пучность электрического поля параллельно линиям вектора Е возбуждаемой волны, а рамку с током-
в пучность магнитного поля, располагая ее плоскость перпендикулярно вектору В. Используя эти правила и зная структуру поля возбуждаемой волны или волны, распространяющейся по волноводу,
несложно построить конструкцию возбуждающего устройства или устройства связи волновода с внешней нагрузкой.
Возбуждение с помощью электрического вибратора. Конструкция устройства для возбуждения волны Ню в прямоугольном волноводе показана на рис. 13.5, где внешний проводник коаксиальной линии соединен со стенкой волновода. Строгое электродинамическое решение задачи о возбуждении волн в волноводе весьма громоздко (см., например, [14]) и здесь не приводится. Пусть по коаксиальной линии
распространяется TЕМ-волна, переносящая энергию сигнала от генератора. Эта волна вызывает ток в электрическом вибраторе, вследствие чего в волноводе возбуждается электромагнитное поле.
Примерная структура электрических силовых линий поля вблизи вибратора показана на рис.13.5.
Возбуждаемое в волноводе поле можно представить в виде суперпозиции волн типов Е и Н. При
расположении вибратора в середине широкой стенки в волноводе будут возбуждаться только те волны, у которых в середине поперечного сечения при х=а/2 находится пучность электрического поля, т.е. волны H10, Н30, Н11, Е11 и т.д., и не будут возбуждаться волны с четным первым индексом {Н2о, Н41, E21 и т.д.). Если выбрать поперечные размеры волновода из условия одноволнового режима работы, то по волноводу сможет распространяться только волна Н10, поля всех остальных воли будут реактивными: они сосредоточены вблизи вибратора и на некотором расстоянии от него пренебрежимо малы. Поэтому вибратор возбуждает в волноводе две волны Н10,
бегущие в разные стороны, причем на одинаковом расстоянии от вибратора амплитуды и фазы векторов Е этих волн будут одинаковыми. Чтобы вся энергия, поступающая в волновод,
направлялась в одну сторону, на некотором расстоянии l от вибратора осуществляют режим короткого замыкания (рис.13.5). При этом в волноводе справа от вибратора будут распространяться две волны Н10 с одинаковыми амплитудами векторов Е, а сдвиг по фазе этих векторов зависит от величины l. Величину l подбирают так, чтобы сдвиг по фазе векторов Е волн в любом сечении,
правее вибратора, был кратен 2π. Требуемое фазовое соотношение можно записать в виде 2βl+π=2πп,
где n= 1,2,...; β=2π/Λ. При записи этого соотношения учтено, что при падении плоской волны на идеальную металлическую поверхность фаза вектора Е отраженной волны изменяется на п по отношению к фазе вектора Е падающей волны. Поэтому l=(2п-1)Λ/4. Обычно выбирают. n=1, для которого l=lmin=Λ/4. Отметим, что если выбрать l кратным Λ/2, то сдвиг по фазе между векторами Е волн справа от вибратора будет равен нечетному числу π. Вследствие этого волны гасят друг друга и энергия из коаксиальной линии в волновод не поступает, она полностью отражается от возбуждающего устройства, т.е. в коаксиальной линии устанавливается стоячая волна. Наличие зазора между вибратором и широкой стенкой волновода (см. рис.13.5), где концентрируется электрическое поле, снижает электрическую прочность возбудителя. Поэтому, как правило, длину вибратора делают равной высоте волновода. Отметим, что место соединения коаксиальной линии с волноводом представляет собой неоднородность и приводит к появлению отраженной волны в коаксиальной линии. Для компенсации этой отраженной
волны расстояние l делают несколько отличающимся от Λ/4. Как показывает анализ [14], увеличение диаметра вибратора позволяет уменьшить частотную зависимость активной составляющей входного сопротивления в месте соединения коаксиальной линии с волноводом и снизить величину его реактивной составляющей. Это способствует широкополосному согласованию возбудителя с коаксиальной линией. Наибольшую электрическую прочность и наибольшую полосу согласования удается получить при использовании возбудителя пуговичного типа (рис. 13.6), где для расширения полосы согласования применен изменяющийся диаметр вибратора и дополнительный согласующий элементиндуктивная диафрагма.
В тех случаях, когда в качестве рабочего типа волны в волноводе применяется один из высших типов волн, для подавления более низших типов волн в таком волноводе используют специальные устройства -так называемые фильтры типов волн. Обычно для подавления нежелательного типа волны в плоскости поперечного сечения волновода размещают один или несколько тонких металлических проводников, параллельных линиям электрического поля подавляемой волны (рис. 13.7). Энергия, переносимая по волноводу нежелательной волной, отражается от проводников обратно. Как правило, подобные фильтры включают в конструкцию возбуждающего устройства. На