5.1 ОРГАНИЗАЦИЯ ТЕЛЕВИЗИОННОГО ВЕЩАНИЯ

Стандарты телевизионного вещания

По состоянию на 2000 г. в мире действуют десять стандартов телевизион-

ного вещания: B, D, G, H, I, K, K1, L, M и N [4]. Каждый стандарт характеризу-

ется следующими основными параметрами: количеством строк разложения, час-

тотой полей, полосой частот, занимаемой полным видеосигналом, разностью частот между несущими изображения и звука, полосой частот одного радиокана-

ла, видом модуляции несущих изображения и звука (табл. 5.1, рис. 5.1).

Таблица 5.1 - Основные характеристики стандартов ТВ вещания.

	Стандарт	B	G	H	I	D	K	K1	L	M	N
	Диапазон длин волн	МВ			МВ	МВ		МВ	МВ	МВ	МВ
			ДМВ	ДМВ	ДМВ		ДМВ	ДМВ	ДМВ	ДМВ	ДМВ
	Число строк	625	625	625	625	625	625	625	625	525	625
	Частота полей, Гц	50	50	50	50	50	50	50	50	60	50
	Ширина полосы
	частот видеосигна-	5,0	5,0	5,0	5,5	6,0	6,0	6,0	6,0	4,2	4.2
	ла, МГц
	Расстояние между
	несущими изобра-	5,5	5,5	5,5	6,0	6,5	6,5	6,5	6,5	4,5	4,5
	жения и звука, МГц
	Ширина полосы	6,875	6,875	7,375	9,125	7,875	7,875	9,325	9,325	5,875	5,875
	частот РСИ (радио-
		(7,0)	(8,0)	(8,0)	(8,0)	(8,0)	(8,0)	(8,0)	(8,0)	(6,0)	(6,0)
	канала), МГц
	Вид модуляции не-
	сущей частоты:	АМ	АМ	АМ	АМ	АМ	АМ	АМ	АМ	АМ	АМ
	- изображения	(нег.)	(нег.)	(нег.)	(нег.)	(нег.)	(нег.)	(нег.)	(поз.)	(нег.)	(нег.)
	- звука	ЧМ	ЧМ	ЧМ	ЧМ	ЧМ	ЧМ	ЧМ	АМ	ЧМ	ЧМ

Девять стандартов имеют 625 строк при частоте полей 50 Гц; стандарт М,

применяемый в США, Канаде, Японии и ряде стран Южной Америки, - 525

строк и 60 Гц. Единственным из действующих стандартов, в котором применяет-

ся позитивная АМ несущей изображения и АМ несущей звука, является стандарт

168

fн.и

дБ

fн.зс1 (ЧМ)

а

0 -7…-10 дБ

-20

fн.зс2 (ЧМ)

-20 дБ

-1,25 -0,75

0 (усл.)

f, МГц

4,2 4,5 4,72

H

fн.и

дБ

fн.зс1 (ЧМ)

б

B/G

0

-10…-13 дБ

fн.зс2 (ЧМ)

-20

-20 дБ

-1,75 -1,25 -0,75

0 (усл.)

5,0 5,5

5,74

f, МГц

fн.и

дБ

fн.зс1 (ЧМ)

в

0

-7…-10 дБ

fн.зс2 (ДКФМ)

-20

-20 дБ

-3,0

-1,25

0 (усл.)

6,0

6,55 f, МГц

5,5

г

fн.и

дБ

fн.зс1

L

0

-7…-10 дБ

(ЧМ, ст. D/K, K1;

K1

D/K

АМ, ст. L)

-20

-3,0

-1,25 -0,75

0 (усл.)

д

-13 дБ

-20…-27 дБ

5,0

е

-10 дБ

-27 дБ

6,0 6,5 f, МГц

fн.зс1 (ЧМ)

fн.зс2 (ДКФМ)

5,50 5,850	f, МГц
fн.зс2	fн.зс1
(ДКФМ)	(ЧМ-ст. D/K, K1;
	АМ - ст. L)

5,20 5,850 6,5 f, МГц

Рисунок 5.1 - Обобщенные спектры радиосигналов вещательного телевидения различных стандартов:

а – стандарты M, N; б – стандарты B/G, H; в – стандарт I; г – стандарты D/K, K1, L; д – стандарты B/G с передачей стерео ЗС системы NICAM; е – стан-

дарты D/K, L с передачей стерео ЗС системы NICAM.

169

L, используемый во Франции, во всех остальных применяется негативная АМ несущей изображения и ЧМ несущей звука. В стандартах М и N ТВ сигнал пере-

дается в наиболее узкой полосе частот– 4,2 МГц, поэтому на один радиоканал отводится полоса шириной6 МГц. Между стандартами с одинаковым числом строк в кадре (625) имеются отличия.

Стандарты B, G и H имеют одинаковые параметры, В применяется в диапа-

зоне МВ, G и H – в ДМВ; аналогично стандарты D, K и K1 (D - в МВ, K - в ДМВ, K1 - в обоих диапазонах).

Разность частот между несущими звукаf и изображенияf равна

Н.З Н.И

4,5 МГц в стандартах М и N; 5,5 МГц – в B, G, H; 6,0 МГц – в I; 6,5 МГц – в D, K, K1 и L. При этом во всех стандартахfН.З. > fН.И, за исключением L, в котором fН.З

< fН.И. в первом частотном диапазоне. Во всех стандартах, используемых в ДМВ,

на один радиоканал отводится полоса8 МГц (за исключением М иN). Такое распределение упрощает проблему расположения ТВ передатчиков в соседних государствах для уменьшения взаимных помех, что особенно важно для стран Европы.

Степень частичного подавления одной боковой полосы в РСИ также раз-

лична. В стандартах B, G, D, K, M и N ширина неподавленной одной боковой полосы составляет 0,75 МГц с ослаблением на 20 дБ на частоте минус 1,25 МГц,

в H, I, K1 и L – 1,25 МГц, причем ослабление 20 дБ допускается обеспечивать на частотах минус 1,75 МГц в H; минус 2,7 МГц в К1 и L; минус 3 МГц в I. В ряде стран для передачи стереофонического либо двуязычного звукового сопровож-

дения используется вторая несущая звука.

В конце 1953 г. в США было начато ТВ вещание по системе цветного теле-

видения NTSC, а в 1967 г. во многих странах Европы – по системам PAL и SECAM. В результате появилось различие и по стандартам, и по системам ЦТВ: SECAM D/K, SECAM L, SECAM B/G (MESECAM), PAL B/G, PAL I, PAL D/K, PAL N, NTSC M и др.

Системы передачи стереофонического звукового сопровождения

Внастоящее время в мире используется четыре различные- и

совместимые	между	собой	системы	стереофонического	звукового-
провождения	в телевидении: аналоговые системы BTSC, ЕIAJ, А2/Zweiton и
цифровая система NIСАМ [5].

170

Система ВТSС (ранее - МТS) представляет собой усовершенствованный вариант системы с пилот-тоном фирмыZenith, широко применяемой в стерео-

фоническом МВ ЧМ вещании и позволяет организовать передачу основного стереосигнала звукового сопровождения, а также полностью независимого от него дополнительного моносигнала с сокращенной полосой частот(60 Гц... 10

кГц) и узкополосного (3 кГц) комментаторского канала.

В данной системе звуковые сигналы левого(L) и правого (R) каналов по-

даются каждый через предыскажающую схему с постоянной времени50 мкс и через фильтр нижних частот с частотой среза 15 кГц на матричную схему, фор-

мирующую совместимый монофонический суммарный сигнал(L+R) и стерео-

фонический разностный сигнал(L-R). Далее разностный сигнал модулирует поднесущую частоту, которая, в отличие от радиовещания, где частота подне-

сущей составляет 38 кГц, выбрана равной удвоенной частоте строк(31,468

кГц). Такой выбор частоты поднесущей обусловлен тем, что в данном случае основные перекрестные помехи в полосе частот модулированного радиосигнала

(L-R) при его демодуляции снижаются до нуля.

Дополнительный сигнал передается методом ЧМ на поднесущей частоте,

равной 5fСТР, комментаторский канал - также методом ЧМ на частоте 6,5 fСТР.

Затем полученные радиосигналы складываются с сигналом(L+ R) и с пилот-

сигналом с частотой fПТ = fСТР = 15,734 кГц, формируя комплексный стереосиг-

нал, который подается на частотный модулятор. Низкочастотная часть спектра

(30 Гц... 15 кГц) занята совместимым монофоническим сигналом(L+ R), в то время как диапазон частот16,5... 46,5 кГц несет разностный сигнал(L-R), а в полосе частот 68 ... 105 кГц располагаются дополнительный и комментаторский каналы (рис. 5.2, а). При использовании этой системы полоса частот основного модулирующего сигнала, с которым работают передатчик и приемник, увели-

чивается в 46,5/15 (3,1 раза) по сравнению с монофонической передачей.

Неудачным является то обстоятельство, что мощность шума на выходе ЧМ-дискриминатора увеличивается пропорционально квадрату ширины поло-

сы частот модулирующего сигнала, в результате чего шумовая характеристика этой стереофонической системы приблизительно в 9,6 раза (на 19 дБ) хуже, чем при монофонической передаче. Поэтому в данной системе дополнительно ис-

пользуется система шумопонижения типаdВХ, которая дает улучшение отно-

шения сигнал/шум приблизительно на 20 дБ во всей полосе частот.

171

Система ЕIАJ, известная также под названием «ЧМ-ЧМ система», приня-

та для использования в Японии в1978 г. и использует частотную модуляцию

поднесущей разностным сигналом L-R. Частота поднесущей, как и в системе ВТSС, равна второй гармонике строчной частоты. Суммарный сигнал передает-

ся в основной полосе частот(30 Гц ... 15 кГц). Благодаря использованию час-

тотной модуляции поднесущей, сигнал (L-R) значительно меньше подвержен действию шумов, чем в системе ВТSС, использующей амплитудную модуля-

цию поднесущей. Японская система, кроме того, позволяет использовать канал на поднесущей для передачи отдельной программы, независимо от программы основного канала. Это позволяет организовывать двуязычное звуковое сопро-

вождение. Для определения типа передаваемой звуковой программы на подне-

сущей частоте 55,125 кГц методом АМ передается пилот-сигнал с частотой

922,5 Гц при двуязычном и 982,5 Гц при стереофоническом звуковом сопро-

вождении (рис. 5.2, б).

						БМ				ЧМ	ЧМ
	L+R					L-R
0,04	15			16,468	31,468		46,468		78,67		102,27 f, кГц
а	15,734
						ЧМ		ПТ
									±922,5 Гц
	L+R					L-R
											±982,5 Гц
0,04	15	16,468			31,468		46,468 55,125
											f, кГц
б

Рис. 5.2. Спектр комплексного стереосигнала:

а – система BTSC, б – система EIAJ

Однако платой за эти усовершенствования являются относительно большие искажения, связанные с использованием частотной модуляции подне-

сущей. Они возникают в связи с тем, что ЧМ сигнал L-R должен быть сильно ограничен по полосе частот перед сложением его с основным сигналом в пере-

датчике. Это необходимо для того, чтобы предотвратить взаимные помехи ме-

жду ними. Такое ограничение по полосе частоте устраняет в боковых полосах ЧМ сигнала составляющие высших порядков, которые необходимы для демо-

дуляции с малыми искажениями. На практике система ЧМ-ЧМ дает в канале на

172

поднесущей искажения порядка 2%, в то время как с АМ-поднесущей можно достигнуть уровня искажений ниже 0,1% [14]. Помимо этого помехи от видео-

сигнала, несмотря на то, что сами по себе они не слышны, в сложном сочетании с несущей могут вызывать перекрестные искажения.

ЧМ сигнала составляющие высших порядков, которые необходимы для демодуляции с малыми искажениями. На практике система ЧМ-ЧМ дает в ка-

нале на поднесущей искажения порядка2%, в то время как с АМ-поднесущей можно достигнуть уровня искажений ниже 0,1% [14].

Помимо этого помехи от видеосигнала, несмотря на то, что сами по себе они не слышны, в сложном сочетании с несущей могут вызывать перекрестные искажения.

Система А2/Zweiton, разработанная в ФРГ, использует альтернативное решение - передачу стереосигнала на двух несущих. Вторая несущая сигнала звукового сопровождения отстоит от основной на0,24 МГц и передается с уровнем на 7 дБ ниже, чем первая. Аналогично системе ЧМ-ЧМ, эта система позволяет передать либо стереофонический сигнал, либо вторую программу.

При использовании этой системы в стереофоническом режиме на основ-

ной несущей передается полусумма сигналов правого(R) и левого каналов (L),

а на второй несущейсигнал R. Причина передачи сигнала R вместо сигнала

(L-R)/2 заключается в следующем. Поскольку на обе несущие воздействует по-

меха от одного и того же видеосигнала, то они приобретают одинаковый фоно-

вый шум. Если суммарный сигнал (L+R) и разностный сигнал (L-R) разделяют-

ся в матрице декодера на сигналыL и R, то этот шум будет суммироваться в случае выделения сигнала L и вычитаться в случае выделения сигналаR, про-

изводя мешающее гудение с одной стороны. При использовании сигналов

(L+R)/2 и R шум в обоих каналах становится одинаковым и имеет более низкий уровень.

Система А2/Zweiton имеет также разновидности 2+А и А2*, адаптиро ванные для стандартов М иD/K соответственно. Отличие их от основной сис-

темы заключается в том, что в системе А2+ передаются сигналы (L+R)/2 (ос-

новная несущая) и (L-R)/2 (дополнительная несущая), а в системе А2* частота дополнительной несущей на 0,24 МГц ниже частоты основной. Тип передавае-

мой программы во всех системах определяется сигналом пилот-тона, частота которого равна 117,5 Гц (149,9 Гц для системы А2+) для стереофонического звукового сопровождения (рис. 5.3) и 274,1 (276,0 Гц в системе А2+) для дву-

173

язычного. Сигнал пилот-тона передается при помощи АМ поднесущей с час-

тотой 3,5fСТР = 54,6875 кГц (55,0689 кГц в системе А2+).

			ПT
	R			±117,5 Гц
0,04					±274,1 Гц
	15	54,6875				f, кГц

Рис. 5.3. Спектр сигнала, передаваемого в системе A2-Zweiton на дополнительной несущей

Система передачи стереозвукового сопровождения NIСАМ [6, 7] в 1986 г.

утверждена в качестве стандарта для наземного телевидения в Великобритании,

а в последующие годы принята во многих странах Европы. С помощью данной системы можно передавать два высококачественных сигнала звукового сопро-

вождения в составе сигналов стандарта625/50. Отличие системы NICAM от вышеперечисленных заключается в том, что в данной системе звуковые сигна-

лы передаются в цифровой форме. Распространение цифрового кодирования и обработки звука на каналы передачи вещательного телевидения сулит ради-

кальное решение проблемы стереофонии или двуязычного звукового сопрово-

ждения в телевидении и, что более важно, повышение качества воспроизведе-

ния звука до уровня Нi-Fi.

Вместо цифрового стереофонического сигнала система NICAM позволяет также передавать два полностью независимых цифровых монофонических сиг-

нала или один цифровой монофонический сигнал плюс канал данных со скоро-

стью 352 кбит/с, либо организовать передачу данных со скоростью 704 кбит/с.

В системе NICAM частота дискретизация принята равной32 кГц и 10-

разрядное кодирование. Звуковой сигнал ограничивается по частоте до15 кГц. 10-битному квантованию соответствует отношение сигнал/шум порядка60 дБ,

что явно недостаточно для высококачественного звукового канала. Однако при-

менение метода постоянного «смещения линии развертки» позволило в рамках информационного потока 320 кбит/с, соответствующего 10-битному кодирова-

нию, поднять качество звукопередачи до 14-битного. При этом отношение сиг-

нал/шум достигает 76 дБ. Общий поток звуковой информации в двух каналах640 кбит/с, а с учетом проверочных символов и другой служебной информации,

174

необходимой для точного восстановления сигнала в приемнике, общий поток возрастает до 728 кбит/с. Отсюда система получила название NICAM-728.

Полученным цифровым потоком модулируется поднесущая, имеющая частоту 6,552 МГц (5,85 МГц для стандартов В/G, K1, H и L) - см. рис. 5.1, в, д.

Вид модуляции - дифференциальная квадратурно-фазовая манипуляция

(ДКФМ или DQPSK). Полоса частот радиосигнала ограничивается до700 кГц

(500 кГц для стандартов В/G, H, K1 и L) по уровню минус 30 дБ. Ширина поло-

сы частот телевизионного канала в стандартахD, K, K1 и L не позволяет раз-

местить поднесущую системы NICAM выше поднесущей основного (аналого-

вого) звукового сопровождения, поэтому она располагается в области верхних частот сигнала изображения, причем полоса частот видеосигнала ограничива-

ется в данном случае до 5,2 МГц (см. рис. 5.1, е).

Рассмотренный выбор параметров цифрового кодирования для системы

NIСАМ позволил, оставаясь в пределах стандартной полосы телевизионного вещательного канала 7 МГц или 8 МГц, обеспечить полосу частот 20...15000 Гц в каждом из двух звуковых каналов. Разделение этих каналов - абсолютное. По-

этому сигналы стереозвукового и, что особенно важно, двуязычного звукового сопровождения свободны от перекрестных помех. Благодаря передаче звука в цифровой форме полностью устраняются также перекрестные помехи в звуко-

вой канал от канала передачи сигналов изображения. Система NIСАМ полно-

стью отделена от стандартного аналогового звукового канала с частотной мо-

дуляцией и не создает помех при приеме по этому каналу. Таким образом вы-

полняется требование совместимости с существующей системой передачи зву-

кового сопровождения.

Как видно из проведенного выше анализа, наилучшими параметрами об-

ладает система NIСАМ. Аналоговые системы передачи стереозвука не позво-

ляют получить отношение сигнал/шум выше50...55 дБ, причем это отношение сильно зависит от характера сигнала изображения и в неблагоприятных случаях

(сюжет в виде вертикальных линий или передача титров) может снижаться до

30...35 дБ. Устранить влияние сигнала изображения на звуковой сигнал можно,

применив в телевизоре параллельный канал обработки сигналов изображения и звукового сопровождения, но и в этом случае качество звуковоспроизведения будет заметно ниже, чем при использовании системы NIСАМ.

Недостаток системы NICAM по сравнению с аналоговыми системами-

большая сложность построения кодирующего и декодирующего устройств, а

175

также расположение поднесущей в спектре сигнала изображения в стандартах

K1 и L. Однако сложность схемотехники при нынешнем уровне развития мик-

роэлектроники уже не имеет решающего значения, а поднесущая в полосе час-

тот видеосигнала хотя и снижает четкость изображения, но не является значи-

тельной помехой благодаря тому, что имеет уровень минус 20 дБ – минус 27 дБ по отношению к несущей сигнала изображения.

Естественно, что все проблемы связанные с организацией стереофониче-

ского звукового сопровождения устраняются в цифровом ТВ вещании, в кото-

ром все сигналы уплотняются по времени ,ик тому же, улучшается качество звукового сопровождения, так как его ширина полосы частот составляет

20Гц..20кГц (как в CD и DVD дисках).

Состояние телевизионного вещания в Республике Беларусь

В Беларуси телевизионное вещание начато в1956. Многопрограммным цветным телевизионным вещанием охвачена практически вся территория Рес-

публики Беларусь. Формирование программ ведётся в Минске(2 программных телецентра) и областных центрах. Распределение сигналов изображение и зву-

кового сопровождения осуществляется по эфиру с помощью179 аналоговых и

4 цифровых (пос. Колодищи Минского р-на, г.Могилёв, д. Трокеники Остро-

вецкого района, г.п. Шарковщина) телевизионных передатчиков. Теле- и радио-

вещательные передатчики (станции) входят в состав РУП “Белорусский радио-

телевизионный передающий центр”. Ко всем передатчикам сигналы подаются по ВОЛС (см. Оптическая связь). Приём радиосигналов пользователями произ-

водится индивидуальными и коллективными антеннами и подачей их на теле-

визионные приёмники. Во всех крупных населённых пунктах работают госу-

дарственные и коммерческие операторы сетей кабельного телевизионного -ве щания. Радиосигналы принимаются профессиональными антеннами головных станций кабельного телевизионного вещания (включая сигналы со спутников и собственные) с лучшим качеством (меньший уровень шумов) и с большим чис-

лом программ, распределяются по коаксиальным и/или ВОЛС к телевизорам.

Для эфирного телевизионного вещания в Беларуси выделено12 телеканалов в метровом диапазоне волн и49 – в дециметровом. Минск и Минская область обслуживаются радиотелевизионным передающим центром(пос. Колодищи),

из которого ведётся аналоговое телевидение программ: “1-й канал”, “Россия”,

176

“ОНТ”, “СТВ”, “НТВ-Беларусь”, “Лад”, “ТВЦ” и “СТВ” на 1, 3, 6, 8, 27, 29, 37

и 42 телеканалах соответственно; с 2005 ведётся наземное цифровое телевизи-

онное вещание на 48-м телеканале – передаётся цифровой пакет, содержащий 5

телепрограмм (“1-й канал”, “ОНТ”, “СТВ”, “Лад” и “НТВ“) и 1 стереофони-

ческую программу “Первого национального канала Белорусского радио”. В

Могилёве, д.Трокеники и г.п. Шарковщина также начато (2007) наземное циф-

ровое телевизионное вещание. Из телепорта в г. Смолевичи через российский спутник ведётся трансляция (в основном на Россию) цифрового пакета, содер-

жащего телепрограммы “Беларусь-ТВ” и “СТВ”. На территории Беларуси с различных спутников можно принимать до20 аналоговых и более 600 цифро-

вых телепрограмм. В Минске, Бресте, Могилёве и Гомеле телевизионное веща-

ние ведётся и в микроволновом диапазоне( СП “Космос-ТВ”); в Минске пере-

даются 26 программ, в кабельном телевизионном вещании – УП “Минские те-

левизионные информационные сети”, которое доводит до абонентов от6 до 34

программ, при этом в магистральных распределительных сетях применяются ВОЛС. Охват наземным телевизионным вещанием населения Беларуси на

1.1.2008 приведён в таблице.

	Таблица 5.2 Телевизионное вещание в РБ (на 1.1.2008)
	Программы	Всего населения		В т.ч. сельское население
		чел.	% от общей	чел.	% от общей
			численности		численности
		Телевизионные программы
	“1-й канал”	9 677 313	99.63	2 609 003	98.84
	“ОНТ”	9 515 515	97.94	2 503 474	94.84
	“Лад” +Областное	8 857 822	91.14	2 167 450	81.58
	телевещание
	“СТВ”	7 669 253	78.94	1 615 534	57.71
	“Россия”	6 200 842	63.83	1 017 221	36.12
	“НТВ+ Беларусь”	5 175 305	53.27	566 125	21.45
		Цифровое вещание по стандарту DVB-T
	Цифровой пакет	3 115 972	32.08	415 726	15.75
	(5 ТВ программ)

177

5.2 ОСОБЕННОСТИ ПЕРЕДАЧИ РАДИОСИГНАЛОВ

ИЗОБРАЖЕНИЯ И ЗВУКОВОГО СОПРОВОЖДЕНИЯ

В наземном вещании передача изображений и звукового сопровождения

осуществляется радиосигналами вещательного телевидения (РСВТ), каждый из которых представляет совокупность радиосигнала изображения (РСИ) и радио-

сигнала звукового сопровождения (РСЗС). Радиосигналом изображения назы-

вается несущая изображения, модулированная полным видеосигналом U∑(t) или полным цветовым видеосигналом UПЦТС(t), радиосигналом звукового сопрово-

ждения – несущая звукового сопровождения, модулированная сигналом звуко-

вого сопровождения. При этом во всех странах для передачи видеосигнала ис-

пользуется амплитудная модуляция(АМ) с целью сокращения полосы зани-

маемых радиосигналом частот и упрощения построения ТВ передатчиков и телевизоров, для передачи звукового сопровождения – частотная модуляция (ЧМ)

и только в стандарте L - АМ.

На входе ТВ передатчика производится восстановление постоянной -со

ставляющей в видеосигнале, т.е. фиксация уровня гасящих или синхронизи-

рующих импульсов. Это позволяет более эффективно использовать активные элементы (лампы и транзисторы) в каскадах передатчика, так как линейный участок модуляционной (амплитудной) характеристики значительно уменьша-

ется, при этом выигрыш по потребляемой мощности составляет примерно

2,5 раза. На модулятор ТВ передатчика видеосигнал подается в негативной или

позитивной (в стандарте L) полярности, в результате образуется РСИ с нега-

тивной или позитивной модуляцией. При негативной модуляции уровень синхроимпульса соответствует максимальному, уровень белого – минимальному значениям радиосигнала изображения.

Преимущества негативной модуляции:

- при одинаковой пиковой мощности, принимаемой за 100%, средняя мощ-

ность РСИ, а следовательно, и выходного каскада передатчика меньше, чем при позитивной модуляции, так как она изменяется примерно от15 до 75% (при позитивной модуляции от 30 до 100%);

- допускается большая мощность в режиме максимального сигнала(при одинаковых активных элементах в выходном каскаде передатчика), так как в нелинейную область амплитудной характеристики попадут только синхроим-

178

пульсы, что приведет к уменьшению их амплитуды, а переходы от белого до черного будут передаваться без искажений;

- упрощается выполнение схемы АРУ в телевизоре, так как опорным уров-

нем может служить максимальное значение радиосигнала изображения, соот-

ветствующее передаче синхроимпульса и не зависящее от характера; - уменьшается заметность импульсных помех, поскольку они создают на

изображении темные точки (линии) на белом фоне, которые в силу особенно-

стей зрения менее заметны, чем светлые на темном фоне.

Рассмотрим обобщенную структурную схему радиотракта вещательного телевидения (рис. 5.4). Если на вход амплитудного модулятора UB1 подать сигнал UПЦТС(t) с условно равномерным спектром(рис. 5.5, а), на выходе образуются две боковые полосы частот и несущая изображенияfН.И (рис. 5.5, б). При верхней граничной частоте спектра видеосигналаFВ = 6 МГц ширина полосы частот, которую займет двухполосный АМ сигнал, составит 12 МГц. Но по-

скольку полная информация о модулирующем сигнале содержится в каждой из боковых полос, то достаточно передавать только одну из них. Поэтому в пере-

датчике одна боковая полоса(чаще всего нижняя) частично подавляется в фильтре Z1, на выходе которого образуется радиосигнал изображенияUРСИ.

Полностью подавить боковую полосу невозможно, так как в видеосигнале нижняя граничная частота FН = 0, следовательно, между боковыми полосами отсутствует частотный промежуток для их разделения. При этом идеализиро-

ванная АЧХ передатчика строится так, что коэффициент передачи фильтра Z1 в

области частот ( fН.И + 6)…( fН.И – 0,75) МГц равен 0 дБ, а участок ( fН.И –

0,75)…( fН.И – 1,25) МГц имеет линейно спадающий склон с подавлением на

			UШ(t)
UB1	Z1		Z2		UR1
Вх. 1	2	3	4	5	6 Вых.
UПЦТС(t)			Тракт
					UПЦТС(t)
UН(t)	UАМ(t)	UРСИ(t)

Рисунок 5.4 - Обобщенная структурная схема радиотракта вещательного телевидения.

179

	UПЦТС(f)
а	UY
	UСЦ
	f
	FВ
	UАМ(f)

б

f

f Н.И - FВ		f Н.И	FАМ	f Н.И + FВ

Рисунок 5.5 – Спектры сигналов на входе (а) и выходе (б) модулятора ТВ передатчика

границе не менее чем на 20 дБ (рис. 5.6, а).

Радиосигнал изображения на выходе фильтра с ЧПОБП и линейной фазо-

вой характеристикой представляется в виде сумм двух составляющих – син-

фазной и квадратурной:

(5.1)

где Kw , Kw-W , Kw+W – коэффициенты передачи фильтра на несущей, суммар-

ной и разностной частотах соответственно;

Wi – частота модулирующего сигнала; mi – парциальная глубина модуляции; t – постоянное время задержки.

Необходимо отметить, что такое представление РСИ (АМ-ЧПОБП) прин-

ципиально никаких искажений не обусловливает. Так как в верхней боковой полосе частот РСИ содержится в неискаженном виде вся информация о моду-

180

лирующем сигнале, то при правильном построении радиоканала приемника ее можно выделить на выходе демодулятора-видеодетектора.

Известно, что при классической АМ с двумя боковыми полосами и несу-

щей (рис. 5.5, б) огибающая АМ сигнала повторяет форму модулирующего и последний выделяется на приемной стороне с помощью простейшего ампли-

тудного детектора – детектора огибающей (ДО). При этом АЧХ радиоканала приемника должна неискаженно пропускать весь спектр АМ сигнала.

Такой подход к построению радиоканала телевизора(приемника) при приеме РСИ, имеющего АМ-ЧПОБП, оказывается неверным. Изменение спек-

тра АМ сигнала фильтромZ1 (см. рис. 5.4) однозначно ведет к изменению формы радиосигнала и появлению квадратурной составляющей. Если АЧХ приемника KПР (рис. 5.6, б) неискаженно пропускает РСИ, на выходе видеоде-

тектора UR1 в демодулированном сигнале возникают линейные, а при исполь-

зовании ДО - и нелинейные искажения. Они обусловлены передачей НЧ со-

ставляющих модулирующего сигнала двумя боковыми полосами(fН.И ± 1,25)

МГц, ВЧ составляющих – одной (рис. 5.6, а) и неграмотным построением ра-

диоканала приемника. Если спектр амплитуд на входе модулятора условно принять равномерным (рис. 5.5, а), то на выходе ВДUR1 низкочастотные со-

ставляющие будут в два раза превышать значения высокочастотных состав-

ляющих (рис. 5.6, в), что свидетельствует о появлении линейных искажений.

Известно, что для их устранения коэффициент передачи радиотракта ме-

жду выходом амплитудного модулятора ТВ передатчика и входом ВД телеви-

зионного приемника должен иметь кососимметричный склонKКСС ( f ) в облас-

ти несущей изображения ( fН.И ± F) МГц при выполнении условия:
KКСС ( f ) = KКСС ( fН.И – F) + KКСС ( fН.И + F) = 2K ( fН.И ),	(5.2)
KКСС ( f ) = KПД ( f ) · KПР ( f ),	(5.3)

где F = (0…0,75) МГц;

KПД ( f ) и KПР ( f ) – коэффициенты передачи фильтров передатчика и радиока-

нала приемника, представленного фильтром Z2 на рис. 5.4.

Одна из возможных зависимостейKКСС ( f ), удовлетворяющая требова-

нию (3.2) и применяющаяся на практике, приведена на рис. 5.6, б. В этом слу-

чае спектр на выходе видеодетектора будет равномерным.

181

Нелинейные искажения, как следует из (5.1), можно снизить путем умень-

шения глубины модуляции т. Однако на передающей стороне это недостижи-

мо, так как ухудшится помехозащищенность ТВ системы. При использовании же в приемнике в качестве ВД синхронного детектора(СД) происходит умень-

шение глубины модуляции и уровня квадратурной составляющей.

Возможны три варианта обеспечения требований(5.2) и (5.3), которые в разной степени и рассматриваются в литературе[1, 2]. В первом КСС реализу-

ется фильтром передатчика, а радиотракт приемника имеет прямоугольную

(идеализированную) АЧХ (см. рис. 5.6, б). Во втором случае КСС формируется в усилителе промежуточной частоты телевизора, АЧХ передатчика имеет прямоугольный вид (см. рис. 5.6, а). В третьем КСС реализуется как произведе-

ние коэффициентов передачи одинаковых фильтров передатчика и приемника.

С точки зрения устранения линейных частотных искажений все три варианта равноценны. Поэтому критерием в выборе варианта может служить отношение сигнал/флуктуационный шум (ОСШ) на выходе ВД. Если в трех вариантах обеспечивать одинаковый уровень несущей изображения в РСИ, т.е. на выходе фильтра передатчика Z1, (например, равный минус 6 дБ), а также уровень сиг-

нала на выходе ВД (например, 0 дБ), то вместо ОСШ можно ограничиться рас-

смотрением распределения спектральной плотности напряжения шума на вы-

ходе ВД, при условии, что в тракте действует флуктуационный шум с равно-

мерной спектральной плотностью, равной еш, В/Гц.

В первом варианте шум проходит через прямоугольную АЧХ приемника,

приведенную на рис. 5.6, б. Полагая коэффициент передачи ВД равным едини-

це, получаем, что на его выходе спектральная плотность шума остается еш, В/Гц в области частот 0,75...6 МГц (рис. 5.7, кривая I). Спектральные составляющие шума, расположенные симметрично относительно несущей изображения в об-

ласти частот fН.И ± 0,75 МГц, при детектировании образуют НЧ составляющие шума со случайными начальными фазами, поэтому их необходимо суммиро-

вать не по напряжению, как для полезных составляющих, а по мощности:

U	ш.вых.вд	= е2	+ е2	=	2	е , В / Гц .	(5.4)
		ш	ш			ш

Таким образом, первый вариант по отношению С/Ш является наилучшим.

Поэтому он применяется в магистральных системах передачи по коаксиально-

182

му кабелю, в которых нельзя увеличивать уровень ТВ сигнала на входе линии ввиду возрастания нелинейных искажений в усилителях.

Рис. 5.6. Виды АЧХ телевизионного радиотракта

Рис. 5.7. Спектральная плотность напряжения шума на выходе ВД

Второй вариант, используемый в наземном ТВ вещании, по ОСШ являет-

ся самым худшим (см. рис. 5.7, кривая II), однако в нем существенно упрощает-

183

ся реализация фильтра в УПЧИ телевизора– требуемая избирательность по со-

седнему каналу легче обеспечивается, если АЧХ фильтра имеет кососиммет-

ричный склон. Его коэффициент передачи должен иметь примерно следующие значения: 0; –6; –12; –42 дБ на частотах fПР.И – 0,75; fПР.И, fПР.И + 0,75 и fПР.И + 1,5 (3,0) МГц соответственно (рис. 5.8, кривая 1). Необходимость сильного по-

давления колебания на частотеfПР.И + 1,5 (3,0) МГц объясняется тем, что оно соответствует несущей звукового сопровождения левого соседнего ТВ канала

(3,0 МГц равно разности между несущей изображения второго и несущей зву-

кового сопровождения первого канала fН.И 2 - fН .З1).

Рисунок 5.8 - Варианты АЧХ УПЧИ телевизора

В первом варианте на тех же частотах нужно иметь подавление 0;в 0; 0

(или минус 3 дБ) и минус 42 дБ (см. рис. 5.8, кривая 2). Такие требования при использовании фильтра минимально-фазового типа на дискретных элементах можно обеспечить путем резкого его усложнения, к тому же возникла бы необ-

ходимость в коррекции ФЧХ (ГВЗ) [2]. Третий вариант на практике не исполь-

зуется, хотя по шумовым свойствам он уступает только первому(см. рис. 3.4,

кривая III).

Четвертый вариант устранения линейных искажений основан на том, что АЧХ ТВ передатчиков с ЧП ОБП изменить нельзя, а во вновь разрабатываемых телевизорах радиоканал делать с нестандартной АЧХ– как в первом варианте

(рис. 5.6, б, без КСС), т.е. при АЧХ УПЧИ вида 2 на рис. 5.8 [3]. Реализация та-

кого фильтра на поверхностно-акустических волнах (ПАВ) не вызывает особых трудностей. Ослабление же ВЧ составляющих в демодулированном ТВ сигнале

184

предлагается компенсировать в видеоусилителе, АЧХ которого КВУ должна иметь вид, приведенный на рис. 5.6, в.

В этом случае уровень напряжения промежуточной изображения на входе ВД будет на 6 дБ (в 2 раза) большим, чем в применяемом сейчас втором вари-

анте (минус 6 дБ). Характер распределения шума на выходе ВД для этого вари-

анта приведен на рис. 5.7, IV. Существенным является постоянство его спек-

тральной плотности ( 2eш ) на низких частотах 0…0,75 МГц, где сосредоточе-

на основная энергия ТВ сигнала.

Поскольку в телевидении под ОСШ понимается отношение размаха ТВ

сигнала между уровнями черного и белого к эффективному напряжению шума

(или взвешенному с учетом свойств зрения), то можно сделать вывод, что в этом варианте повышается ОСШ или увеличивается чувствительность, ограни-

ченная усилением, на 6 дБ.

Дополнительным преимуществом данного варианта является отсутствие

паразитной фазовой модуляции колебания с частотой fПP.И, возникающей вслед-

ствие его расположения на кососимметричном склоне АЧХ УПЧИ, которая ухудшает качество сигнала звукового сопровождения в телевизорах с общим трактом промежуточной частоты для изображения и звука и использующих

синхронный детектор в качестве преобразователяf в f . При АЧХ

ПР.ЗВ1 ПР.ЗВ2

УПЧИ вида 2 (см. рис. 5.8) нет необходимости в усложнении схемы и примене-

нии квазипараллельного тракта ПЧ.

Несущая звукового сопровожденияfН.З, расположенная выше несущей изображения (на 4,5...6,5 МГц в зависимости от стандарта), модулируется по частоте (по амплитуде для стандартаL) сигналом звукового сопровождения с

полосой частот от FН = 30 Гц до FВ = 15 кГц. Ширина полосы частот ПЧМ при частотной модуляции зависит от индекса частотной модуляции β, равного

	β = f / FВ,	(5.5)
где	f - девиация частоты,
FВ - высшая модулирующая частота.
	При β ≤ 0,4
	ПЧМ ≈ ПАМ = 2FВ,	(5.6)
при	β > 1, если пренебречь спектральными составляющими, в 100 раз мень-
шими, чем немодулированная несущая

185

ПЧМ = 2FВ(1+ β+√β).

(5.7)

При передаче сигнала звукового сопровождения максимальная девиация частоты составляет ± 50 кГц (± 25 кГц в стандартах M и N), при этом β > 1, а

ширина полосы частот ПЧМ = 180 кГц (120 кГц) по уровню минус 3 дБ или 250

кГц на уровне минус 20 дБ с учетом характеристики полосового фильтра, фор-

мирующего РСЗС на выходе частотного модулятора. При использовании ам-

плитудной модуляции (стандарт L) ширина полосы частот составляет30 кГц.

Применение частотной модуляции незначительно увеличивает общую полосу частот, занимаемую радиосигналом вещательного телевидения, но появляется возможность уменьшить мощность передатчика звукового сопровождения по сравнением со случаем применения АМ. Объясняется это тем, что ЧМ дает вы-

игрыш в помехоустойчивости:

В2 = (С/Ш)2ВЫХ.ЧД / (С/Ш)2ВЫХ.АД = 3β2,

(5.8)

т.е. отношение сигнал/шум на выходе ЧМ приемника 3βв 2 раз по мощности больше, чем на выходе АМ приемника при равных мощностях сигналов на их входах. Следовательно, применение ЧМ позволяет при меньшей мощности ра-

диосигнала звукового сопровождения получить на выходе звукового канала телевизора такое же отношение сигнал/шум, как и при использовании АМ с большей мощностью. Поскольку несущая звука n - го ТВ канала для n+1 - го

ТВ канала является помехой по соседнему каналу, уменьшение мощности ра-

диосигнала звукового сопровождения способствует также и ослаблению этой помехи.

Ширина полосы частот, отводимая на радиоканал вещательного телеви-

дения, составляет, в зависимости от стандарта, от 6 до 8 МГц, причем величина защитного интервала находится в пределах0,125 МГц (стандарт D/K) – 1,125 МГц (стандарт G).

186

5.3 ТЕЛЕВИЗОР ЦВЕТНОГО ИЗОБРАЖЕНИЯ

Общая структурная схема цветного телевизора

Несмотря на огромное разнообразие выпускаемых в мире в настоящее время телевизионных приемников, строятся они все практически по однотипной структурной схеме (рисунок 5.9).

Селектор каналов всеволновый (СКВ) обеспечивает выделение радиосигнала вещательного телевиденияUРСВТ, требуемого телевизионного канала и преобразования его на первую промежуточную частоту (ПЧ).

СКВ обеспечивает также избирательность по зеркальному и прямому каналам, определяет чувствительность телевизора. В настоящее время используется два типа СКВ– с настройкой на заданный канал методом синтеза напряжения (VST – Voltage Synteses Tuner) и с синтезатором частоты с петлей ФАПЧ

(PLL – Phase Line Loqued).

Основную избирательность телевизора обеспечивает фильтр на поверх- ностно-акустических волнах (ФПАВ), устанавливаемых между СКВ и трактом промежуточной частоты (ТПЧ). В зависимости от схемы построения ТПЧ(с совместной либо квазипараллельной обработкой радиосигналов изображения (РСИ) и звукового сопровождения (РСЗС) [12]) требуется один или два фильтра соответственно. В ТПЧ обеспечивается основное усиление РСИ и РСЗС, выполняется их демодуляция и формируются напряжения автоматической регулировки усиления (АРУ) UАРУ и автоподстройки частоты гетеродина(АПЧГ) UАПЧГ СКВ. Строится ТПЧ, как правило, на базе отдельной ИМС, реализующей указанные выше функции, либо входит в состав более многофункциональной ИМС.

Продетектированные полный цветовой телевизионный сигнал(ПЦТС) UПЦТС и сигнал звуковой частотыUЗЧ поступают на коммутатор внешних/внутренних сигналов (режимы AV/TV). Внешние UПЦТС и UЗЧ могут подаваться на телевизор либо через разъем SCART – Euroconnector, либо через RCA

– разъем («тюльпан»). Также через SCART возможно подключение источников сигналов основных цветов (R, G, B) и других, причем, в зависимости от функциональной насыщенности телевизора, таких разъемов может быть несколько.

Сигнал ЗЧ через усилитель звуковой частоты(УЗЧ) подается на акустическую систему (АС) ВА1. В УЗЧ осуществляется регулировка громкости и тембра звукового сигнала. В телевизорах высокого класса тракт ЗЧ строится по стереофонической (двухканальной) схеме, сигналы UЗЧ правого и левого каналов приходят либо с ТПЧ(если ведется ТВ вещание со стереозвуковым сопро-

187

вождением – в нашей стране подобное, к сожалению, отсутствует), либо через SCART с любого внешнего источника. Если телевизор разрабатывается как основа для «домашнего кинотеатра», то он может иметь 6-канальный звуковой тракт (5 основных каналов + 1 сверхнизкочастотный).

ПЦТС поступает далее на блок разделения сигналов яркости и цветности (БРЯЦ), селектор синхроимпульсов (ССИ), модуль декодера телетекста (МДТ) и т.д.

БРЯЦ обеспечивает разделение сигналов яркостиUY и цветности UСЦ и имеет множество вариантов построения – начиная от простой вилки из режекторного (РФ) и полосового фильтра (ПФ) до сложных гребенчатых фильтров (ГФ) на базе линий задержки на несколько строк. Последние используются, как правило, в телевизорах с цифровой обработкой сигналов и позволяют добиться практически полного разделения сигналов яркости и цветности, особенно для систем цветного телевидения NTSC и PAL.

Многостандартный декодер сигналов цветности(МДСЦ) обеспечивает демодуляцию СЦ систем ЦТВNTSC/PAL/SECAM (или, в упрощенном, «европейском» варианте, PAL/SECAM). С его выхода цветоразностные сигналы UR– Y UB– Y (или V, U), а также сигнал UY с выхода БРЯЦ поступают на матрицу RGB, обеспечивающую формирование сигналов основных цветов UR , UG, UB.

Блок коммутации и регулировок обеспечивает выбор источника сигналов основных цветов (внутренние или внешние, со SCART), регулировку яркости, контрастности, насыщенности, воспроизведения сигналов экранной градации (ОSD) с модуля управления и информации телетекста. Во всех современных телевизорах матрица RGB и блок коммутации и регулировок представляют собой один функционально законченный блок, реализованный на одной ИМС, получивший название «видеопроцессор». С его выхода сигналы UR , UG, UB через трехканальный видеоусилитель (ВУ) подаются на катоды кинескопа VL1. В видеоусилителе путем измерения темновых тонов кинескопа формируется напряжение автоматического баланса белого цвета UАББ.

Селектор синхроимпульсов (ССИ) обеспечивает выделение синхропоследовательности из ПЦТС и разделение ее на кадровые и строчные синхроимпульсы UКСИ, UССИ. Схема синхронизации формирует из последних специальный трехуровневый стробирующий импульсUSSC (SSC – Super Sand Custle – такое название этот импульс получил в зарубежной литературе за свою форму), необходимый для работы МДСЦ и видеопроцессора, импульсы запуска строчной развертки UСИЗ и пилообразное напряжение UКПЧ для схемы кадровой развертки.

188

Блок строчной развертки(БСР) обеспечивает в строчной отклоняющей системе ток отклонения луча по горизонтали Iоткл.(гор), а также работу высоковольтного преобразователя, формирующего напряжение накала Uн, модулятора Uм, ускоряющее Uуск и фокусирующее Uф, а также напряжение питания второго анода кинескопа Uа2.

Блок кадровой развертки совместно с кадровой отклоняющей системой обеспечивает отклонение луча (развертку) по вертикали.

Управление телевизором осуществляется из модуля управления(МУ). Достаточно часто используется другое его название: модуль синтезатора напряжений (МСН). Управление может быть либо аналоговым, с синтезом напряжений настройки и регулировок, под воздействием которых изменяются параметры основных узлов схемы, либо цифровым, когда сигналы управления подаются по двунаправленной цифровой шине. В качестве последней чаще всего используется двухпроводная шинаI2C, разработанная фирмой Philips, хотя возможны и другие варианты, например трехпроводная шина IM – BUS фирмы IIT International. Возможно (и часто применяется) комбинированное аналогоцифровое управление. В последнем случае цифровая шина связывает между собой только микроконтроллер и ИМС памяти внутри модуля управления, также модуль декодера телетекста.

Все современные телевизоры оснащаются системой дистанционного управления на ИК лучах, в состав которой входит пульт дистанционного управления (ПДУ), фотоприемник (ФП) и декодер команд, входящий в состав модуля управления. Сигналы управления чаще всего передаются в кодахRC-4 или RC-5 [13], предложенных фирмой Philips, или в их разновидностях.

Модуль питания (МП) выполняется по импульсной схеме и обеспечивает узлы и модули телевизора необходимыми напряжениями(95 … 155 В для БСР, 12…26 В для БКР, 12…24 В для УЗЧ, 12 В или 8 В для большинства аналоговых устройств телевизора, 5 В для цифровых узлов). Плата фильтра питания обеспечивает подавление как сетевых помех, так и ВЧ помех источника питания.

189

Рисунок 5.9 – Обобщенная структурная схема цветного телевизора

190

Функциональные схемы основных узлов телевизионного приемника

Селектор каналов всеволновый

Селектор каналов всеволновый (СКВ) предназначен для выбора РСТВ одной из телевизи-

онных программ, передаваемых в диапазоне метровых или дециметровых волн, и преобразования его на промежуточную частоту.

Эфирное телевизионное вещание в нашей стране осуществляется по стандартам D/K в оп-

ределенных участках МВ и ДМВ, разбитых на пять поддиапазонов:

I – 1-й и 2-й ТВ каналы (48,5…66,0 МГц);

II – 3 – 5-й ТВ каналы (76,0…100,0 МГц);

III – 6 – 12-й ТВ каналы (174,0…230,0 МГц);

IV – 21 – 34-й ТВ каналы (470,0…582,0 МГц);

V – 35 – 60-й ТВ каналы (582,0…790,0 МГц).

В кабельных распределительных сетях также возможно использование частотных диапазонов, запрещенных для эфирного вещания: в диапазоне МВ – СК1…СК8 (110,0…174,0 МГц), СК9…СК19 (230,0…302,0 МГц); в диапазоне ДМВ – СК20…СК40 (302,0…470,0 МГц). Кроме того, диапазон ДМВ может быть расширен с 60 до 69 каналов (до 862 МГц).

Учитывая, что СКВ должен перекрывать весь диапазон частот, отведенный для ТВ вещания (как эфирного, так и кабельного), определим коэффициент перекрытия по

частоте

q = fMAX = 862 » 18.

fMIN 48

Реализовать тракт с таким коэффициентом перекрытия по частоте схемо-

технически невозможно, поэтому все современные СКВ строятся по трехка-

нальной схеме (рисунок 5.10) – с делением на поддиапазоны A (48…170 МГц),

В (170…450 МГц) и С (450…855 МГц). В этом случае максимальный коэффи-

циент перекрытия по частоте составляет

qMAX = qA = 168 = 3,5,

48

что позволяет реализовывать электронную перестройку по частоте как входных фильтров УВЧ, так и гетеродинов.

Действительно, чтобы изменить частоту в 3,5 раза, необходимо изменить емкость варикапов в q2, т.е. примерно в 12,5 раз, так как изменение частоты об-

191

ратно пропорционально корню квадратному из величины емкости(или индук-

тивности):

f = 1 .

LC

Коэффициент перекрытия по емкости лучших современных варикапов составляет 20…25 раз, так что последнее условие достаточно легко выполнимо.

Тракты каждого диапазона в СКВ независимы и содержат раздельные входные цепи Z1.1, Z2.1 и Z3.1, УВЧ A1…A3, полосовые фильтры Z1.2, Z2.2 и Z3.2, смесители UZ1…UZ3 и гетеродины G1…G3. Общими для всех трактов являются выходной ФНЧ Z4 и предварительный УПЧ А4.

Входные цепи и полосовые фильтры каждого поддиапазона выполняются перестраиваемыми по частоте и обеспечивают подавление зеркального и пря-

мого каналов приема, а также частичную избирательность по соседнему каналу.

Полоса пропускания каждого канала составляет от8 до 11 МГц в нижнем (А)

поддиапазоне, 8…13 МГц в среднем (В) и 12…14 МГц в верхнем (С) поддиапа-

зонах. Центральная частота определяется напряжением настройки UНАСТР, пода-

ваемым на СКВ, выбор требуемого поддиапазона – подачей управляющего на-

пряжения (UА, UВ или UС) на соответствующий УВЧ (А1, А2 или А3). На УВЧ также подается напряжение UАРУ автоматической регулировки усиления (АРУ).

Напряжение настройки UНАСТР подается одновременно на все перестраиваемые элементы (входные цепи, ПФ, гетеродины).

Есть два способа настройки СКВ на заданный канал– при помощи на-

пряжения настройки или с использованием синтеза частоты. В последнем слу-

чае в схему селектора вводится ряд дополнительных функциональных блоков

(на рисунке 5.10 изображены штриховыми линиями): делитель U1 с перемен-

ным коэффициентом деления (ДПКД), фазовый детектор UR1, делитель часто-

ты U2, опорный кварцевый генератор G4 и ФНЧ Z5.

В отличие от СКВ с синтезатором напряжения в данном случае на схему подается не только напряжение настройки, но и значение коэффициента деле-

ния ДПКД по цифровой шинеI2C. Частота гетеродина, поделенная в n раз,

сравнивается с частотой опорного генератора G4 в фазовом детекторе UR1. На-

пряжение ошибки фильтруется ФНЧZ5 и суммируется с напряжением -на стройки, подстраивая таким образом частоту гетеродина. В результате ее отно-

сительная нестабильность будет определяться нестабильностью частоты квар-

цевого генератора, которая крайне мала (менее 10-5). Шаг перестройки (скани-

192

рования) определяется частотой опорного сигнала, поступающего на фазовый детектор с делителем U2. Как правило, в современных СКВ с синтезом частоты коэффициент деления частоты этого делителя имеет несколько фиксированных значений, задаваемых по I2C шине; в результате шаг перестройки можно ус-

тановить, к примеру, равным 62,5 кГц, 50 кГц, 31,25 кГц и т.д.

WA1

Z1.1			A1			Z1.2

Z2.1			A2		Z2.2

Z3.1			A3			Z3.2

UZ1

G1

G

UZ2

Z4

G2

G

UZ3

G3		U1
G		f
		f/m
	2	U3

S

UАРУ UА UВ UС

UНАСТР

I2C

A4

UПЧИ, UПЧЗ1

UR1 U2

f/n

f

Z5 G4

G

Рисунок 5.10 – Функциональная схема всеволнового селектора каналов

Основные характеристики СКВ, наиболее часто встречающихся в совре-

менных телевизорах [14-16], приведены в таблицах 5.3 и 5.4 Из них видно, что основные технические характеристики СКВ практически идентичны, отличие лишь в том, что последние модели (серия UV1300) обладают несколько лучшей чувствительностью и избирательностью, а также требуют напряжения питания

+ 5 В.

193

Таблица 5.3 – Основные типы селекторов каналов, используемых в современных телевизионных приемниках

	Тип	Аналог	Полоса частот	Способ	Выход	Размеры, мм
	селектора			настройки	ПЧ
	UV617		Эфирное ТВ	СН	Сим.	84´55´20
	UV618		Эфирно-каб. ТВ	СН+ДЧ	Сим.	– // –
	UV815	KS-H-61	Всеволновый	СН	Сим.	– // –
	UV816	KS-H-64	Всеволновый	СЧ	Сим.	– // –
	UV915	KS-V-91	Всеволновый	СН	Сим.	66´46,5´20
	UV916	KS-H-96, СКВ-310	Всеволновый	СЧ	Сим.	– // –
	UV917	KS-H-95, СКВ-301	Эфирно-каб. ТВ	СН	Сим.	– // –
	UV1315	СКВ-411, KS-H-133,	Всеволновый	СН	Сим.	53´43,5´14
		KS-H-131
	UV1316	СКВ-410, KS-H-134	Всеволновый	СЧ	Сим.	– // –
	UV1317	СКВ-401, KS-H-133ЕА	Эфирно-каб. ТВ	СН	Сим.	– // –
	KS-V-73		Эфирно-каб. ТВ	СН	Асим.	54´46,5´18,5
	KS-H-79		Всеволновый	СН	Асим.	– // –

Таблица 5.4 – Основные технические характеристики современных селекторов каналов

	Тип	Коэф.	Напряжение		Избирательность		Коэф.
		усиления,	настройки					UПИТ, В
	селектора						шума, дБ
		дБ	min, B	max, B	по ПЧ, дБ	по ЗК, дБ
	UV617	38	0,8	28	60	60…70	8…11	12
	UV618	38	0,8	28	60	60…70	8…11	12
	UV815	38	0,7	28	60	66	< 11	12
	UV816	38	0,7	28	60	66	< 11	12
	UV915	38	0,7	28	60	66	< 11	12
	UV916	38	1	28	60	66	< 11	12
	UV917	38	0,7	28	60	66	< 11	12
	UV1315	38	0,5	28	60…70	66…70	9…10	5
	UV1316	38	0,5	28	60…70	66…70	9	5
	UV1317	38	0,5	28	60…70	66…70	9…10	5
	KS-V-73	20	0,5	28	60	45	12	12
	KS-H-79	40	0,5	28	60	55	10	12

194

Кроме того, совершенствование элементной базы и технологии производ-

ства позволило уменьшить габаритные размеры СКВ. По этой же причине шаг выводов у этих селекторов уменьшен 4,45с мм (семейство UV900) до 4 мм

(UV1300), поэтому они конструктивно не совместимы, что необходимо учиты-

вать при возможной замене СКВ.

Функциональная схема тракта промежуточной частоты

Функциональная схема тракта ПЧ изображения(ПЧИ) и первой ПЧ звукового сопровождения (ПЧЗ1) представлена на рисунке 5.11. Он выполнен по схеме с совместной обработкой сигналов изображения и звукового сопровождения, а все его активные элементы реализованы на ИМСTDA8362. Сигнал с симметричного выхода ПЧ СКВ(выводы 16, 17) поступает на полосовой фильтр ZQ1 на поверхностных акустических волнах типа КФПА2992 или аналогичный, обеспечивающий необходимую форму АЧХ и ФЧХ УПЧИ.

Рисунок 5.11 – Функциональная схема тракта ПЧИ и ПЧЗ1

Основное усиление сигналов ПЧИ и ПЧЗ1 обеспечивается в трехкаскадном дифференциальном усилителе А7. Каскады усилителя охвачены отрица-

195

тельной обратной связью по переменному току, коэффициент передачи управляется схемой АРУ, состоящей из пикового детектораUR1 и усилителя А2. Диапазон регулировки – 64 дБ, чувствительность по входу, при которой вступает в действие схема АРУ, составляет 70 мкВ.

Детектирование РСИ и преобразование РСЗС с первой ПЧ на вторую производится в синхронном демодулятореUR4. Он выполнен по схеме балансного перемножителя, на один из входов которого поступают РСИ и РСЗС на первой ПЧ, на второй – опорное колебание, представляющее собой выделен-

ный опорным контуром на внешних элементахR1, R2, C1, C2, L1 сигнал промежуточной частоты изображения. Каскады усиления - ограничения А3, А4 способствуют подавлению амплитудной модуляции.

Рассмотрим подробнее процессы, происходящие в синхронном демодуляторе. Представим РСИ и РСЗС на его входе в следующем виде:

U РСИ (t) =U ПЧИ × [1 - MU ПЦТС (t)]cos(wПЧИ t + j0 ) ,			(5.9)
é	+¥	ù	(5.10)
U РСЗС (t) =U ПЧЗ1 × сosêwПЧЗ1t + m òU		ЗЧ (t)dtú ,
ë	-¥	û
где UПЧИ , U ПЧЗ 1 – амплитуды несущих изображения из звукового сопровожде-
ния на первой ПЧ;
U ПЦТС , U ЗЧ – сигналы изображения и звукового сопровождения;

М – глубина АМ; m – индекс ЧМ;

wПЧИ = 2p f ПЧИ – круговая ПЧИ;

wПЧЗ1 = 2p f ПЧЗ1 – круговая ПЧЗ (первая).

Для упрощения анализа примем, что сигнал ЗЧ является гармоническим:

UЗЧ (t) = cos W t .			(5.11)
Тогда
U РСЗС (t) =U ПЧЗ1 сos[wПЧЗ1t + m sin W t]			(5.12)
Сигнал на выходе синхронного демодулятора будет иметь вид:
	¢	(t) ,	(5.13)
U ВЫХ СД (t) = [U РСИ (t) +U РСЗС (t)]×U ПЧИ
¢	¢		несущая
где U ПЧИ (t) = 2cos(w	ПЧИ t + j0 ) – выделенная схемой регенерации

изображения на первой ПЧ.

196

Используя принципы суперпозиции, рассмотрим по отдельности преобразование РСИ и РСЗС в синхронном демодуляторе. Для РСИ напряжение на выходе СД запишется в виде

U	¢	¢	+ j0 ) ´
	ВЫХ СД (t) =U РСИ	(t) ×U ПЧИ (t ) =U ПЧИ × [1 - MU ПЦТС (t)]cos(wПЧИ t
	´ 2cos(wПЧИ t + j0¢ ) = U ПЧИ × [1 - MU ПЦТС (t)]cos(2wПЧИ t + j0 + j0¢ ) +			(5.14)
	+ U ПЧИ × [1 - MU ПЦТС (t)]cos(j0 - j0¢ ).
	Составляющие с частотой 2wПЧИ будут подавлены фильтром Z1, поэтому
останется только модулированный сигнал:
	¢	¢		(5.15)
	U ВЫХ СД (t) = U ПЧИ × [1 - MU ПЦТС (t)]cos(j0 -j0 ) .
	Учитывая,	что U ПЧИ и М – постоянные величины, и выбирая		разность

фаз (j0 - j0¢ ) между несущим и восстановленным(опорным) колебанием рав-

ной 0o (сигналы синфазные) или 180o (противофазные), получаем продетектированный сигнал UПЦТС (t) с постоянной составляющей в позитивной или негатив-

ной полярности:

¢		(5.16)
U ВЫХ СД (t) = kU0 ±U ПЦТС (t) .
Повторим эти рассуждения для РСЗС:
¢¢	¢
U ВЫХ СД (t) =U РСЗС	(t) ×U ПЧИ (t) =U ПЧЗ1 × cos(wПЧЗ1t + m sin Wt) ´
´ 2cos(wПЧИ t + j0¢ ) = U ПЧЗ1 × cos[(wПЧЗ1 + wПЧИ )t + m sin Wt + j0¢ ] +		(5.17)
+ U ПЧЗ1 × cos[(wПЧЗ1 - wПЧИ )t + m sin Wt - j0¢ ]
Составляющие с	частотой (wПЧЗ1 + wПЧИ ) подавляются ФПЧZ1. Таким

образом,

U	¢¢	(t) =U ПЧЗ1	¢
	ВЫХ СД		× cos(wПЧЗ 2t + m sinWt - j0 ) ,

где wПЧЗ 2 = (wПЧЗ1 - wПЧИ ) – вторая ПЧ РСЗС. Просуммировав (5.16) и (5.18), получим сигнал

фильтрации в Z1).

U	ВЫХ СД = U	¢	(t) +U	¢¢	(t) = kU0	±U ПЦТС (t)
		ВЫХ СД		ВЫХ СД

+U ПЧЗ1(t) cos(wПЧЗ 2t + m sin Wt -j0¢ )

(5.18)

на выходе СД(с учетом

+

. (5.19)

Видно, что на выходе СД присутствует продетектированный ПЦТС и РСЗС на второй ПЧ.

197

Следует отметить, что выше был рассмотрен процесс идеального синхронного детектирования. В реальности выделенная ПЧ изображенияU ¢ПЧИ (t)

всегда имеет паразитную АМ, а фазы высокочастотного колебания j0 и j0¢ за-

висят от модулирующего сигнала (соответственно изменяются во времени).

В результате сигналы ПЦТС и ЗЧ приобретают линейные и нелинейные искажения, минимизация которых является достаточно сложной задачей при построении тракта ПЧ. Более подробно эти вопросы рассмотрены в [12].

Одной из основных причин возникновения линейных и квадратурных искажений сигналов является неравномерность АЧХ УПЧИ, а также неточность установления относительно ее спектров РСИ и РСЗС. Отсюда достаточно высокие требования к стабильности частоты гетеродина селектора каналов: максимальный уход частоты во всех случаях не должен превышать± 100 кГц. Это обеспечивается применением схемы АПЧГ, представляющей собой фазовый детектор UR3, УВХ А5 и УПТ А7. Применение ФД позволяет более точно поддерживать частоту fПЧИ = 38,0 (38,9) МГц с остаточной расстройкой не по час-

тоте, а по фазе.

ФД выполнен таким же образом, что и СД UR4, т.е. по схеме балансного перемножителя. Отличие лишь в том, что на один вход ФД поступает выделенный схемой регенерации сигнал промежуточной частоты изображения U ПЧИ¢ (t) ,

а на второй – РСИ, сдвинутый по фазе на 90º фазовращателем UZ7. В результате перемножения (по аналогии с(5.14)) на выходе ФД формируется сигнал ошибки, пропорциональный разности фаз между входными сигналами.

В тракте ПЧ используется ключевая АРУ с задержкой. Функцию детектора схемы АРУ исполняет детекторUR1, фиксирующий уровни синхроимпульсов при приеме радиосигналов с негативной модуляцией(все стандарты, за исключением L) либо максимальный уровень белого, если используется позитивная модуляция (стандарт L). При работе с радиосигналами с негативной модуляцией для исключения влияния видеосигнала на схему АРУ производится ее стробирование строчными синхроимпульсами, т.е. сигнал детектируется только в момент прихода ССИ. Отсюда название типа АРУ – ключевая. Стробирование отключается на время обратного хода кадровой развертки. Это позволяет избежать изменения амплитуды видеосигнала в режиме воспроизведения с видеомагнитофона из-за фазовых сдвигов, возникающих во время переключения ви-

деоголовок. В режиме приема сигналов с позитивной модуляцией детектор АРУ срабатывает только в строках 17 и 330. Особенность этих строк в том, что

198

в них передаются испытательные сигналы для контроля параметров сквозного ТВ тракта и размах их всегда должен быть постоянен.

Напряжение детектора АРУ запоминается конденсатором С , причем

АРУ

постоянные времени его разряда различны при обработке радиосигналов с позитивной и негативной модуляцией. Связано это с тем, что максимальный размах сигнала при негативной модуляции изменяется в каждой строке, а позитивной – только в одной строке каждого поля. Допустимый ток разряда конденсатора САРУ составляет 10 мкА для негативной и 0,2 мкА для позитивной модуляции. Превышение этого тока ухудшает характеристики схемы АРУ и приводит к изменению амплитуды видеосигнала в течение строки (поля).

Схема задержки обеспечивает включение АРУ только при достижении определенного размаха сигналов на выходе демодулятора. Величина порога задается при помощи внешнего постоянного напряжения, подаваемого на формирователь UАРУ U7.

В зависимости от величины порогового напряжения уровни входного сигнала на УПЧИ А1, при которых начинает работать схема АРУ, могут лежать в пределах от 0,2 до 150 мВэфф.

Схема идентификации, включающая в себя пиковый детектор UR2, интегратор U2, компараторы А6, А7 и схему выключения звука S1, формирует следующие сигналы:

-напряжение не более 0,5 В при отсутствии видеосигнала(при этом отключается демодулятор РСЗС);

-напряжение 6 В при приеме сигнала с частотой цветовой поднесущей

3,58 МГц (система NTSC);

-напряжение 8 В при приеме сигнала с частотой цветовой поднесущей

4,43 МГц (система PAL).

Схема идентификации видеосигнала работает независимо от цепей синхронизации (в отличие от схемы АРУ), что обеспечивает сохранение настройки на обрабатываемый ТВ сигнал при переводе телевизора в режим монитора(режим АV).

Схема демодуляции РСЗС

РСЗС на второй ПЧ(5,5 или 6,5 МГц в зависимости от принимаемого стандарта) выделяется из ПЦТС полосовыми фильтрами Z1 или Z2 и ограничивается усилителем-ограничителем А1 (рисунок 5.12). Основная задача последнего – устранение паразитной АМ частотно-модулированного сигнала звукового сопровождения.

199

Рисунок 5.12 – Функциональная схема демодулятора РСЗС

Демодулятор выполнен на базе схемы ФАПЧ(т.е. является синхроннофазовым детектором) и включает в себя фазовый детектор UR1, ФНЧ Z5 и генератор, управляемый напряжением (ГУН) G1. Демодуляторы такого типа относятся к классу порогопонижающих[18] и способны работать при меньшем отношении сигнал/шум входного ЧМ сигнала по сравнению с классическими схемами построения частотных детекторов. Кроме этого, демодулятор на базе ФАПЧ не требует настройки, а единственным его внешним элементом является конденсатор RC-фильтра нижних частот.

Принцип работы демодулятора следующий: фазовый детектор (ФД) UR1 сравнивает фазы входного напряжения и напряжения, создаваемого управляемым генератором (ГУН). В зависимости от разности фаз на выходеUR1 вырабатывается напряжение ошибки, которое проходит через ФНЧZ5 и управляет частотой гетеродина G1. Если разность частот входного сигнала ωС и гетеродина ωГ0 меньше половины полосы захвата петли ФАПЧ, то частоты синхронизируются, т.е. частота гетеродина становится равной частоте сигнала: ωГ = ωС.

Управляющее напряжение оказывается пропорциональным разности частоты входного сигнала и собственной частоты гетеродина ωГ0.

Представим, что на сигнальный вход ФД UR1 подается радиосигнал звукового сопровождения на второй ПЧ

U РСЗС (t )=U ПЧЗ 2 cos[wПЧЗ 2t +jC (t )]=U ПЧЗ 2 cos[wМГН (t )t],

(5.20)

200

¥

где jC (t )= m òU ЗЧ (t )dt – мгновенная фаза модулирующего сигнала;

-¥	¶jC	(t )
wМГН (t )= wПЧЗ 2 +
		¶t – мгновенная частота ЧМ сигнала.
На гетеродинный вход этого же ФД подается опорное колебание
UОП (t )=U ГУН cos[wГУН t + j0 ] ,			(5.21)

где U ГУН – максимальная амплитуда опорного сигнала; wГУН – круговая частота ГУНа;

j0 – начальная фаза опорного сигнала.

На выходе ФД получается произведение входного и гетеродинного сигналов

UФД (t )= U РСЗС (t)×U ОП (t )= U ПЧЗ 2 cos[wМГН (t )]×U ГУН cos[wГУН t +j0 ]=
U РСЗС		(t )×U ОП		(t )
= K ГУН					´					,(5.22)
		2
´{cos[(xМГН (t )+ wГУН )t +j0 ]+ cos[(wМГН (t )-wГУН )t -j0 ]}
где КГУН – коэффициент передачи ФД.
После фильтрации в ФНЧ Z5 получим выходной сигнал
		U РСЗС (t )×UОП				(t )		´ cos[(wМГН (t )- wГУН )t - j0	].
U ВЫХ (t )= K ГУН										(5.23)
				2

Этот же сигнал поступает и на управляющий вход ГУНG1, изменяя его частоту таким образом, что она становится равной частоте входного сигнала ФД. Если частота ГУН пропорциональна управляющему напряжению, т.е.

wГУН = w0 +aU ВЫХ ,

(5.24)

где w0 – частота колебаний ГУН в отсутствие управляющего сигнала, то в синхронном режиме работы петли ФАПЧ (wПЧЗ 2 = wГУН ) получаем:

	U ВЫХ	=		1	(wМГН (t )-w0 ).	(5.25)
			a

Таким образом, выходное напряжение пропорционально отклонению частоты сигнала от некоторого фиксированного значения, что и требуется от частотного детектора [19].

Предварительный усилитель А3 обеспечивает усиление продетектированного звукового сигнала до уровня350 мВэфф. Этот сигнал, не регулируемый по амплитуде, поступает на выход схемы, к которому подключен внешний кон-

201

денсатор СКВП для коррекции ВЧ предыскажений сигнала ЗС. Также сигнал ЗЧ подается на регулируемый усилитель А4, а с него – на УЗЧ телевизора.

Регулировка громкости выходного сигнала ЗЧ осуществляется путем подачи постоянного управляющего напряжения на вывод 5 ИМС. Это напряжение выделяется ФНЧ Z4 и через усилитель с логарифмической АХ А2 поступает на регулирующий вход предварительного УЗЧ А4. При изменении управляющего напряжения от 0 до 5 В диапазон регулировки громкости составляет 80 дБ.

Предварительный УЗЧ А4 может быть полностью заблокирован(отключен) сигналом со схемы «ИЛИ» D1, на один из входов которой поступает сигнал от схемы выключения звука тракта ПЧИ и ПЧЗ1 (см. рисунок 5.9), а также с детектора АМ сигнала звукового сопровожденияUR2 (используется в стандарте L). Если на входе UR2 появляется высокий уровень (не менее Uпит – 1 В), он формирует сигнал блокировки УЗЧ А4.

Схема синхронизации и управления развертками

Схема синхронизации (рисунок 5.13) обеспечивает выделение строчных и кадровых синхроимпульсов, формирование трехуровневого стробирующего импульса USSC и импульсов запуска строчной и кадровой разверток.

Полный цветовой телевизионный сигналUПЦТС через схему привязки уровня (восстановления постоянной составляющей) U3 подается на амплитудный ограничитель А1, осуществляющий выделение синхроимпульсов, и далее на схемы выделения строчных и кадровых синхроимпульсов U2 и U5.

Строчные синхроимпульсы подаются на первый фазовый детекторUR1 и детектор совпадений D1, который идентифицирует наличие видеосигнала по наличию синхроимпульсов на обоих его входах и осуществляет контроль синхронизации задающего генератора (ЗГ) G1.

При отсутствии синхронизации напряжение на выходе детектора D1 (и соответственно на выводе 14 ИМС) становится низким, что может использоваться для определения наличия видеосигнала.

Задающий генератор работает на удвоенной частоте строк исходя из -ус ловия обеспечения чересстрочного растра. После деления частоты сигнала ЗГ на два импульсы с частотой fстр подаются на двойную схему ФАПЧ.

202

Рисунок 5.13 – Структурная схема блока синхронизации

Первая петля, образованная фазовым детектором UR1, внешним ФНЧ Z1 и самим ЗГ G1, обеспечивает подстройку частоты и фазы импульсов ЗГ под параметры строчных синхроимпульсов, выделяемых селектором U2.

Постоянная времени ФД UR1 автоматически переключается (путем коммутации внутреннего сопротивления) по сигналам с детектора шумовUR2 и детектора совпадений. При увеличении шумов постоянная времени ФД увели-

203

чивается, выходной ток составляет 30 мкА, что приводит к уменьшению полосы захвата и повышению помехоустойчивости.

При приеме нормального сигнала, а также при обработке внешнего видеосигнала (режим AV), постоянная времени уменьшается(выходной ток 180 мкА) для расширения полосы захвата сигнала синхронизации.

При работе в режиме AV для обеспечения быстрой компенсации фазовой ошибки, возникающей, к примеру, в сигнале с видеомагнитофона при переключении видеоголовок, на время обратного хода кадровой развертки постоянную времени уменьшают еще примерно в1,5 раза для ускорения захвата сигнала синхронизации. Это позволяет устранить характерный«загиб» верхней части изображения, возникающий при работе с видеозаписями низкого качества.

Для обеспечения нормальной работы схемы синхронизации размахUПЦТС размах должен быть не менее 2 В от уровня белого до уровня синхронизации. В противном случае детектор шума переключит постоянную времени при меньшем уровне сигнала(переключения происходит при отношении сигнал/шум около 20 дБ), что приведет к «дрожанию» фазы сигнала ЗГ.

Для обеспечения независимости фазы изображения(и, соответственно, его положения на экране по горизонтали) от частоты строчной развертки (15625 или 15734 Гц) статическая характеристика ФД имеет очень высокую крутизну.

Частота ЗГ автоматически калибруется путем сравнения ее с частотой кварцевого генератора декодера сигналов цветности, которая делится делителем U1 до значения, наиболее близкого к частоте строк(кварцевый генератор работает либо на частоте (283+ 314) fстр + fк » 4,43 МГц при работе в системе

PAL и 227,5 fстр + fк » 3,58 МГц в NTSC). В результате частота свободных коле-

баний ЗГ имеет девиацию не более 2% от номинального ( fстр ) значения.

Вторая петля ФАПЧ, включающая в себя фазовый детекторUR3 и ФНЧ Z2, обеспечивает поддержание заданной фазы импульсов запуска строчной развертки Uстр на выходе формирователя U9 относительно импульсов ЗГ в режиме захвата первой петли ФАПЧ. Начальная фаза изображения устанавливается изменением внешней нагрузки, подключаемой на выход ФД UR3. Диапазон сдвига (центровки изображения по горизонтали) составляет ±2 мкс. Импульсы обратного хода строчной разверткиUСИОХ подаются на второй вход ФДUR3, на нем же формируются трехуровневые стробирующие импульсыUSSC, необходимые для работы декодера SECAM DA102 и дискретных линий задержки на переключаемых конденсаторах DT107.

204

Запуск ЗГ осуществляется подачей на схему запуска внешнего постоянного напряжения 8 В.

Пилообразные импульсы управления выходным каскадом кадровой развертки формируются путем деления частоты ЗГ G7. Делитель частоты U6 имеет два режима работы:

-режим «широкого окна» включается при отсутствии синхронизации или при приеме нестандартного сигнала (количество строк в поле от 311 до 314 при частоте полей 50 Гц и от 261 до 264 при частоте полей 60 Гц). В этом случае делитель U6 находится в режиме поиска и периодически переключается с частоты 45 Гц на частоту 64,5 Гц;

-режим «узкого окна» включается, когда детектируется более 15 последовательных кадровых синхроимпульсов. Этот режим является стандартным.

Обратное переключение делителя в режим поиска происходит в случае отсутствия кадровых периодов кадровой развертки.

На формирователь U7 подаются импульсы обратного хода кадровой развертки для повышения линейности выходного напряжения. Постоянное напряжение на управляющем входе формирователяU7 (вывод 41 ИМС) в нормальном режиме составляет 2,5±0,5 В, размах переменного – 1 В. Если увеличить или уменьшить постоянное напряжение относительно номинала на1,5 В и более, происходит срабатывание защиты от прожога кинескопа, которая обеспечивает гашение лучей.

При включении телевизора частота полей устанавливается равной60 Гц или 50 Гц, в зависимости от модификации ИМС, далее, при опознавании сигнала кадровой синхронизации, устанавливается точное значение частоты полей (либо остается 60 Гц при работе в стандартах М, N, либо осуществляется переход на 50 Гц при приеме всех остальных стандартов).

Декодер сигналов цветности PAL

Декодер (демодулятор) сигналов цветности включает в себя3 ИМС – TDA 8362 (схемы разделения сигналов яркости и цветности и декодерPAL), TDA8395 (декодер SECAM) и интегральную сдвоенную линию задержки на переключаемых конденсаторах TDA4665. Внутренняя структура части ИМС TDA 8362, отвечающая за разделение сигналов яркости и цветности, приведена на рисунке 5.14. Полный цветовой сигнал (ПЦТС) через выводы 15 или 13 подается через коммутатор и усилитель на режекторный фильтр, настроенный на частоту цветовой поднесущей. Схема задержки яркостного сигнала устраняет

205

его расхождение во времени с более узкополосными цветоразностными(после демодуляции) сигналами.

Рисунок 5.14 – Функциональная схема блока разделения сигналов яркости и цветности

Сигнал цветности выделяется полосовым фильтром из ПЦТС, прошедшего селектор видеосигнала и два каскада усиления со схемой АРУ.

В основе демодулятора сигнала цветности системыPAL (рисунок 5.15) лежат два синхронных детектораUR1 и UR2 (перемножителя), на сигнальные входы которых подается сигнал цветности с выхода полосового фильтра(см. рисунок 5.14), а на опорные– колебания с частотой цветовой поднесущей, сформированные кварцевым ГУН G1. Фазовращатель U2 цветового тона обеспечивает фазовый сдвиг опорного сигнала в каналеB-Y точно на 90°. В канале R-Y сигнал цветности через строку инвертируется на 180° в коммутаторе S3.

Принцип работы демодулятора при приеме сигнала цветностиPAL следующий. На входы синхронных детекторов каналовU (UR1) и V (UR2) приходит сигнал цветности n-й строки, равный

UСЦ n = U sin(wПЦ t) +V cos(wПЦ t) ,

(5.26)

а затем сигнал (n + 1)-й строки

UСЦ (n +1) = U sin(wПЦ t) -V cos(wПЦ t) .

(5.27)

206

UСЦ					UR1	S1	DT1	U3	-UB-Y
						SW	t	S
		UR3
Z1
≈
		U1			UR2	S2	DT2	U4	-UR-Y
		φ				SW	t	S
		G1	U2	S3			φ90°
				0°
		G	φ
				180°
					S4		UR5
	34	35
					0°
					180°
3,58 МГц 4,43 МГц						UR6
		UR4
27	~	–
		~
		fЦП SЕКAМ					φ0°

Рисунок 5.15 – Функциональная схема демодулятора сигналов цветности PAL

Если в тракте передачи возникает паразитный фазовый сдвигa , в приемник поступают искаженные сигналы

U	СЦ n = U sin(wПЦ t +a) +V cos(wПЦ t +a) ,	(5.28)
U	СЦ (n+1) = U sin(wПЦ t +a) -V cos(wПЦ t +a) .	(5.29)

Эти сигналы в синхронных детекторах перемножаются с опорными сигналами: в канале U

UОП U n = UОП max sin(wПЦ t) ,	(5.30)
UОП U (n+1) = UОП U n ,	(5.31)
и в каналеV (с учетом коммутации фазы поднесущей цветности на180° от
строки к строке)
UОП V n = UОП max cos(wПЦ t) ,	(5.32)

207

UОП V (n +1) = UОП max cos(wПЦ t +180o ) = -UОП max cos(wПЦ t) .	(5.33)
Сигналы на выходах синхронных детекторовU и V можно теперь пред-
ставить в виде:
- канал U, n-я строка
U ВЫХ СД U n = UСЦ n ×UОП U n = [U sin(wПЦ t +a) +V cos(wПЦ t +a)]´
´UОП max sin(wПЦ t) = 0,5 ×U ×UОП max ×[cos(a) - cos(2wПЦ t +a)]-	(5.34)
- 0,5 ×V ×UОП max ×[sin(a) - sin(2wПЦ t +a)].

- канал U, (n + 1)-я строка

U ВЫХ СД U (n+1) = UСЦ ( n+1) ×UОП U (n+1) = [U sin(wПЦ t +a) -V cos(wПЦ t + a)]´

´UОП max sin(wПЦ t) = 0,5 ×U ×UОП max ×[cos(a) - cos(2wПЦ t +a)]+ (5.35)

+0,5 ×V ×UОП max ×[sin(a) - sin(2wПЦ t +a)].

-канал V, n-я строка

U ВЫХ СД V n = UСЦ n ×UОП V n = [U sin(wПЦ t +a) +V cos(wПЦ t + a)]´

´UОП max cos(wПЦ t) = 0,5 ×U ×UОП max ×[sin(a) + sin(2wПЦ t +a)]+ (5.36)

+0,5 ×V ×UОП max ×[cos(a) + cos(2wПЦ t +a)].

-канал V, (n + 1)-я строка

U ВЫХ СД V (n +1) = UСЦ (n+1) ×UОП V ( n+1) = [U sin(wПЦ t +a) -V cos(wПЦ t +a)]´

´[-UОП max cos(wПЦ t)]= -0,5 ×U ×UОП max ×[sin(a) + sin(2wПЦ t +a)]+ (5.37) + 0,5 ×V ×UОП max ×[cos(a) + cos(2wПЦ t +a)].

Известно, что при идеальном синхронном детектировании(в отсутствии фазового сдвига между опорным и детектируемым сигналом) крутизна преобразования k определяется только амплитудой опорного колебания. Тогда, приняв k = 0,5UОП max и учитывая последующую низкочастотную фильтрацию, для полезных компонент на выходах синхронных детекторов получаем:

- канал U, n-я строка
U	¢	× cos(a) - k ×V × sin(a) ;	(5.38)
	ВЫХ СД U n = k ×U
- канал U, (n + 1)-я строка
U	¢	×U × cos(a) + k ×V × sin(a) ;	(5.39)
	ВЫХ СД U (n+1) = k

208

- канал V, n-я строка
U	¢	× cos(a) + k ×U × sin(a) ;	(5.40)
	ВЫХ СД V n = k ×V
- канал V, (n + 1)-я строка
U	¢	×V × cos(a) - k ×U × sin(a) .	(5.41)
	ВЫХ СД V (n +1) = k

Окончательно, цветоразностные сигналы U ¢ и V ¢ в канале цветности получают в результате суммирования сигналов соседних строк с выходов соответствующих синхронных детекторов:

U	¢	¢	¢	= k ×U × cos(a) - k ×V × sin(a) +
		= U ВЫХ СД U n	+U ВЫХ СД U (n +1)		(5.42)
		+ k ×U ×cos(a) + k ×V × sin(a) = 2k ×U ×cos(a);
V ¢ = U ¢ВЫХ СД V n			+U ¢ВЫХ СД V (n +1)	= k ×V × cos(a) + k ×U × sin(a) +	(5.43)
				.

+ k ×V ×cos(a) - k ×U × sin(a) = 2k ×V ×cos(a)

Проанализировав последние выражения, нетрудно заметить, что такая обработка приводит к компенсации перекрестных искажений между ЦРС(наличие сигнала U в канале V и сигнала V в канале U), возникающих за счет фазовых ошибок, однако амплитуда обоих ЦРС уменьшается в1/ cos(a) раз. Сле-

довательно, фазовые искажения сигнала цветности (например, дифференциальная фаза) в системе PAL не приводят к искажению цветового тона, как в NTSC, а только снижают насыщенность изображения.

Суммирование сигналов соседних строк в декодере осуществляется схемой, содержащей линию задержки DT1 (DT2) и сумматор U3 (U4) для канала U

(V). Комплексный коэффициент передачи данной схемы равен сумме коэффициентов передачи прямого и задержанного каналов и может быть представлен в виде:

KS ( jw) = K ПР + KDt =1 + e- jwtЗ =1 + cos(wtЗ ) - j × sin(wtЗ ) ,

(5.44)

где K ПР = 1 – коэффициент передачи прямого канала;

KDt = e- jwtЗ – коэффициент передачи задержанного канала;

tЗ = Dt = TСТР – время задержки ЛЗ.

Тогда, модуль комплексного коэффициента передачи будет равен

KS ( jw) = KS (w) = (1+ cos(wt З ))2 + sin2 (wt З ) = 2(1 + cos(wt З )) = 2 cos(wt З /2)

=

,

(5.45)

209

Из полученного выражения следует, что модуль коэффициента передачи будет иметь максимальное значение, равное 2, на частотах f = nfСТР и минимальное значение, равное 0, на частотах f = (2n +1) fСТР / 2 .

DT1	U1
t	S

KΣ ( f )

2

0
	fСТР	2fСТР	3fСТР				nfСТР
								f

Рисунок 5.16 – Структурная схема и амплитудно-частотная характеристика гребенчатого фильтра

Демодулятор сигнала цветности системы SECAM

Демодулятор выполнен по наиболее распространенной в последнее время схеме – с одним частотным детектором и сдвоенной линией задержки(рисунок 5.17). Входной ПЦТС через усилитель А1 с регулируемым коэффициентом усиления поступает на контур коррекции ВЧ предыскажений(КВП). КВП обеспечивает выделение сигнала цветности(СЦ) и коррекцию его высокочастотных предыскажений, вносимых на передающей стороне с целью повышения помехоустойчивости. Размах СЦ измеряется пиковым детекторомUR1 и на основании этого изменяется коэффициент усиления А1. Таким образом поддерживается постоянный размах СЦ на входе усилителя-ограничителя А2.

КВП является гираторным фильтром, его центральная частота равна 4,286 МГц, причем она калибруется в интервалах СГИ подачей на контур через ключ S1 (нижнее по схеме положение) опорного сигнала частотой 4,43 МГц. Напряжение настройки контура запоминается на накопительном конденсаторе и остается постоянным в течение активной части строки.

После усилителя-ограничителя А2, устраняющего паразитную АМ, СЦ поступает на ЧД, выполненный на базе схемы ФАПЧ и включающий в себя фа-

210

UR1

UR2

U3

A4

U6

f

-UR-Y

БЦС

t

S

A1

S1

Z1

A2

S2

UR3

Z2

Z3

S4

A5

DT1

U7

DT2

UПЦТС

j

t

-UB-Y

S

fЦП

G1

A3

U4

S3

U5

G

S

EОП

U1

		U2
Интер-			ФИ
фейс
fЦП /Ident			SSC

Рисунок 5.17 – Структурная схема демодулятора SECAM

211

где KФД

fОП

зовый детектор UR3, ФНЧ Z2, вычитатель U1, усилитель сигнала ошибки А3 и ГУН G1. Принцип работы демодуляторов подобного типа подробно рассмотрен выше. Отличия заключаются в том, что:

а) ЧМ сигнал цветности отсутствует во временных интервалах, соответствующих передаче строчных синхроимпульсов, т.е. схема ФАПЧ должна работать в радиоимпульсном режиме;

б) в системе SECAM используются разные частоты немодулированных цветовых поднесущих в «красной» и «синей» строках (4,406 и 4,250 МГц соответственно).

Поэтому в интервалах СГИ выполняется калибровка(настройка частот покоя) петли ФАПЧ. Для этого на сигнальный вход ФДUR3 подается опорное колебание частотой 4,43 МГц от кварцевого генератора демодулятора PAL.

Предположим, что в данный момент времени ГУН G1 работает на частоте fГУН = f0.R = 4,406 МГц (или fГУН = f0.В = 4,406 МГц). Тогда на выходе ФД появляется сигнал ошибки, пропорциональный разности частот ГУН и опорного сигнала:

	UОШ.R = KФД (fОП - f0.R)
или	(5.46)

UОШ.В = KФД (fОП - f0.В),

– коэффициент передачи фазового детектора;

– частота опорного генератора.

Поскольку все величины, входящие в выражение (5.46) постоянные, напряжения ошибки UОШ.R и могут быть заранее определены. Теперь, чтобы эти напряжения не изменили частоту ГУН, они компенсируются в вычитателеU1 опорными уровнями UОП.R = UОШ.R и UОП.В = UОШ.В, подаваемыми от высокостабильного источника. В результате получаем, что управляющее напряжение на входе ГУН становится равным нулю:

UУПР.R = KФД (fОП - f0.R) - UОП.R = 0,

U УПР.В = KФД (fОП - f0.В) - UОП.В = 0.

(5.47)

Таким образом, ГУН будет продолжать работать на частоте4,406 или 4,250 МГц, т.е. цель калибровки достигнута. Если же частота ГУН отличается от f0.R (f0.В), то появится дополнительный, не скомпенсированный сигнал ошиб-

212

ки UОШ.R = KФД (fОП - f0.R) - UОП.R ≠ 0 (или UОШ.В = KФД (fОП - f0.В) - UОП.В ≠ 0),

который приведет частоту ГУН к номинальному значению.

Перед началом активной части строки источник опорного сигнала отключается ключом S3 и схема ФАПЧ переходит в рабочий режим.

Продетектированные цветоразностные сигналы -UR-Y и UB-Y через корректор низкочастотных предыскажений Z3 поступают на электронный коммутатор S4, управляемый импульсами полустрочной частоты от блока цветовой синхронизации (БЦС). Коммутатор распределяет ЦРС по двум каналам: на выходе каждого канала таким образом оказываются сигналы-UR-Y и -UB-Y соответственно, следующие через строку. Для восстановления недостающих сигналов в каждом канале используются линии задержкиDT1, DT2 и сумматоры U6, U7. Таким образом, на выходе сумматора U6 формируется последовательность цветоразностных сигналов …,-UR-Y, -U*R-Y, -UR-Y, -U*R-Y,…, а на выходе сумматора U7 – последовательность …,-UВ-Y, -U*В-Y, -UВ-Y, -U*В-Y,…, где -U*R-Y, -U*В-Y – это сигналы -UR-Y и -UВ-Y, задержанные на строку.

Блок цветовой синхронизацииU3 управляется продетектированными в UR2 пакетами немодулированных цветовых поднесущих, передаваемых на задних площадках СГИ. Полученные импульсы обеспечивают синхронизацию меандра полустрочной частоты, который управляет электронным коммутатором S4. Цикл опознавания системы SECAM занимает 4 поля.

Формирователь U2 выделяет из последовательности стробирующих импульсов (SSC) два сигнала. Первый соответствует верхнему уровнюSSC и открывает БЦС во временные интервалы, соответствующие передаче пакетов немодулированной цветовой поднесущей на задних площадках СГИ. Второй соответствует среднему уровню SSC и коммутирует ключи S1 – S3 на время СГИ для обеспечения режимов калибровки КВП и ЧД ФАПЧ. Третий уровень SSC, соответствующий временному интервалу КГИ, в демодуляторе SECAM не используется.

Интерфейс U1, с одной стороны, является буферным каскадом для опорного сигнала, с другой, передает информацию о состоянии демодулятора (т.е. о принимаемой системе ЦТВ – SECAM или не SECAM) во внешние цепи.

Преимуществом такого построения демодулятораSECAM по сравнению со схемой с двумя ЧД и одной ультразвуковой ЛЗ, описанной, к примеру, в [1] является отсутствие перекрестных искажений между каналами -UR-Y и -UB-Y, вызываемых интерференцией сигналов в УЛЗ и паразитными связями в электрон-

213

ном коммутаторе. Кроме этого, схема не нуждается в настройке и содержит минимум навесных элементов.

Схема матрицирования

Продетектированные цветоразностные сигналы (ЦРС) отрицательной полярности (для удобства построения матрицы G-Y) через выходной коммутатор подаются на схему матрицирования (рисунок 5.18). Функциональная схема последней начинается со схем фиксации(восстановления постоянной составляющей) U1, U2, в которых осуществляется привязка уровней цветоразностных сигналов, соответствующих (по времени) интервалам строчных гасящих импульсов, к одинаковому опорному уровню.

		U1				A1
B–Y	28	~
			=
		U2				A2
R–Y	29	~	=

A3

“Насыщ.” 26

A4

“Яркость” 17

A5

“Контр.” 25

A6

Матрица

PAL

A7

Матрица

NTSC

Y

A8 Матрица RGB

R G B 22 23 24

S1

SW

21

A9

A10

Σ Σ Σ

A11

20 19 18

R G B

Рисунок 5.18 – Функциональная схема модуля матрицирования

214

Регулировка насыщенности изображения осуществляется путем изменения размаха ЦРС в регулируемых усилителях А1, А2. Матрицы PAL/NTSC А6, А7 обеспечивают получение из сигналовR-Y и B-Y третьего ЦРС G-Y. Далее эти сигналы складываются в матрицеRGB А8 с яркостным сигналом, приходящим со схемы разделения сигналов яркости и цветности, в результате на выходе матрицы получаются сигналы основных цветовR, G, B. Последние через схему привязки и выбора источника сигналовS1, обеспечивающую восстановление постоянной составляющей и коммутацию внешних/внутренних сигналов поступают на регуляторы контрастности A9 и яркости A10. Контрастность регулируется за счет изменения коэффициента передачи регулятора RGB, и, соответственно, изменения размаха сигналов R, G, B. Яркость изображения регулируется за счет изменения постоянной составляющей сигналовR, G, B в сумматоре. Через выходные усилители A11 RGB сигналы основных цветов положительной полярности подаются на выход ИМС и далее на выходные видеоусилители (модуль МВК).

215