Белополский Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи 2010

61

Рис. 3.8. Лицевая панель лабораторного макета

При этом на передней панели зажигаются светодиоды "Блокировка питания". Для вывода из блокировки нужно выставить с помощью вольтметра нужные UCC , затем выключить и снова вклю-

чить источники питания. По UCC1 = +5 В блокировка не предусмотрена, поэтому UCC1 =5 В±5 % сначала устанавливается с по-

мощью вольтметра, а затем подключается к макету. Источник опорного напряжения с Uоп =10 В встроен в макет и не указан на

лицевой панели. Тактовые импульсы ТИ поданы на микросхему К572ПВ1 как и Uоп внутренними соединениями в макете. Гнездо

ТИ служит только для измерения параметров тактовых импульсов. Входное напряжение снимается с клемм Uвх на панели макета.

ВНИМАНИЕ! Никаких внешних сигналов на макет не подавать!

Подготовкак работе

1.Ответить на контрольные вопросы.

2.Используя рис. 3.8 лицевой панели макета, нарисовать схемы включения ИС К572ПВ1 в режиме АЦП с буферным ОУ (на основании рис. 3.6, а), в режиме АЦП повышенного быстродействия (на основании рис. 3.6, б) и в режиме ЦАП (на основании рис. 3.7). Указать, как подаются сигналы от мультивибратора и одновибратора в каждом случае.

3.Нарисовать схему коммутации макета при однократном и циклическом запуске.

4. Определить величину младшего разряда (1МР), считая

Uоп =10,0 В.

5.Рассчитать компенсирующее напряжение на выходе ЦАП для каждого разряда.

6.Рассчитать эквивалентное время установления для ЦАП с буферным ОУ на выходе для разных разрядов входного цифрового

кода. (Считать τЦАП ≤0,6 мкс, а τОУ найти по частоте единичного

усиления.)

7. Определить время преобразования АЦП при частоте ТИ

250 кГц.

62

Рабочее задание

1.Собрать схему ЦАП для работы в синхронном режиме.

2.Подавая на вход ЦАП цифровые коды, измерить напряжение на выходе ЦАП, однократно его запуская от одновибратора. Сравнить полученные данные с расчетными. Построить передаточную характеристику ЦАП, оценить ее монотонность, линейность и погрешность смещения нуля.

3.Измерить временные параметры ЦАП в циклическом режиме при этом младший разряд ЦАП должен быть включен. Снять осциллограммы в разных точках макета. Сравнить измеренные значения времени установления для разных разрядов с расчетными.

4.Снять статическую передаточную характеристику АЦП, собранного по схеме рис. 3.6, а, и определить ее основные параметры: напряжение полной шкалы, напряжение смещения нуля, дифференциальную нелинейность, погрешность коэффициента передачи полной шкалы.

5.Снять временные диаграммы во всех точках макета для двух вариантов работы АЦП – с суммирующим ОУ и без ОУ. Измерить частоту тактовых импульсов.

6.Измерить длительность переходных процессов (tф) при установлении старшего разряда АЦП для двух режимов работы. Рассчитать по полученным значениям максимально допустимую частоту тактовых импульсов и соответствующее полное время преобразования.

Контрольные вопросы

1.Дайте определение основных параметров ЦАП.

2.Каковы особенности ЦАП на основе прямого и инвертированного включения матрицы R – 2R?

3.Зачем используется суммирующий ОУ на выходе ЦАП?

4.Чем определяются статические погрешности ЦАП?

5.Каковы динамические погрешности ЦАП?

6.Какие дополнительные погрешности вносит ОУ на выходе ЦАП?

7.Какими параметрами характеризуется АЦП?

8.Из каких основных блоков состоит микросхема К572ПВ1?

9.Как влияет на параметры АЦП включение буферного ОУ на выходе ЦАП?

63

10.Как работает компаратор в режиме сравнения токов?

11.Для чего нужны в схеме К572ПВ1 прецизионные резисторы

R/4, R/2, R, 2R?

12.Для чего на выходе микросхемы К572ПВ1 стоят каскады с тремя состояниями?

Список литературы

1.Никамин В.А. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Справочник. СПб.: КРОНА; М.: Альтекс-А, 2003.

2.Ратхор Т.С. Цифровые измерения. АЦП/ЦАП. М.: Техносфе-

ра, 2006.

3.Гельман. М.М. Системные аналого-цифровые преобразователи и процессоры сигналов. М.: Мир, 1999.

4.Аналого-цифровое преобразование / Под ред. У. Кестера. М.: Техносфера, 2007.

64

Лабораторная работа 4

АЦП СЛЕДЯЩЕГО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ

Цель: изучение принципа аналого-цифрового преобразования методом следящего уравновешивания и исследование работы цифрового вольтметра, построенного с использованием этого принципа.

Введение

В зависимости от структурной схемы аналого-цифровых преобразователей они делятся на два класса: АЦП прямого преобразования (см. рис. 1.1) и АЦП уравновешивающего (компенсационного) преобразования.

Рис. 4.1. Структурная схема АЦП уравновешивающего преобразования

ВАЦП уравновешивающего преобразования (рис. 4.1) имеется общая отрицательная обратная связь с выхода на вход, т.е. входная величина X в процессе преобразования уравновешивается выходной величиной Y. Отдельные преобразователи могут быть охвачены собственными (внутренними) обратными связями. Основные особенности такой структуры по сравнению с АЦП прямого преобразования – более низкое в ряде случаев быстродействие из-за необходимости дополнительного времени для осуществления процесса уравновешивания, более высокая точность за счет использования общей отрицательной обратной связи. Именно к такому виду

иотносится исследуемый в данной работе АЦП.

Всвою очередь АЦП уравновешивающего преобразования в зависимости от характерна изменения компенсирующей величины

Xк во времени в процессе уравновешивания делятся на преобразователи развертывающего и следящего преобразования.

65

В преобразователях развертывающего преобразования Xк из-

меняется повторяющимися циклами по определенной, наперед заданной программе. Отсчет осуществляется в момент равенства с заданной точностью величин X и Xк . Перед каждым новым цик-

лом измерения значение предыдущего результата измерения X сбрасывается (рис. 4.2).

		В	преобразователях
		следящего преобразования
		измеряемая			величина		X
		непрерывно			сравнивается
		с компенсирующей Xк и
		при	наличии			разности
		X − Xк		компенсирующая
		величина		меняется в			ту
		или другую сторону (в за-
		висимости от знака раз-
	Рис. 4.2. Временные диаграммы напря-	ности) до тех пор, пока с
		заданной		точностью			не
	жения измеряемой и компенсирующей	будет	достигнуто			устано-
	величины при развертывающем преоб-
	разовании	вившееся равенство, после
		чего производится отсчет.

Преобразователи следящего типа обладают меньшей динамической погрешностью, большим быстродействием и более высокой надежностью и помехоустойчивостью, чем развертывающие преобразователи. Однако они имеют более сложную схему управления, так как в них отработка компенсирующей величины должна быть реверсивной и в них могут возникать автоколебания, затрудняющие получение установившихся показаний.

Компенсирующая величина Xк может меняться равномерно-

ступенчато или неравномерно-ступенчато. Использование при формировании Xк неравных ступеней позволяет значительно умень-

шить число тактов уравновешивания по сравнению с равномерноступенчатым методом.

66

Принцип работы АЦП следящего преобразования

В настоящей лабораторной работе исследуется АЦП следящего преобразования, структурная схема которого приведена на рис. 4.3. Компенсирующее напряжение Uк может изменяться равными как

большими, так и малыми ступенями.

Рис. 4.3. Структурная схема АЦП следящего преобразования

Схема работает следующим образом. На дифференциальном усилителе выделяется разность U =Ux (t) −Uк(t) между входным

и компенсирующим напряжением. Модуль этой разности подается на два сравнивающих устройства (компаратора) K1 и K2 с порогами срабатывания:

0 <Uп1 ≤ Z; Uп2 ≥ 2K Z,

где Z =1 МР – цена деления АЦП, равная единице наименьшего значащего разряда и определяющая величину меньшей ступени при формировании Uк; K – целое число, выбираемое в пределах

2 < K < n и определяющее величину большой ступени Uк =Uп2 ; n – число разрядов АЦП; Uп1 , Uп2 – пороги срабатывания компараторов K1 и K2 соответственно.

67

Меняя значение Uп1 , можно менять чувствительность преобра-

зователя. Предел чувствительности определяется инструментальной погрешностью АЦП, включающей смещение нуля ДУ и К и их дрейф, погрешность ЦАП, нестабильность источника эталонного напряжения (ИЭН) и др.

В зависимости от величины разности Ux −Uк = U либо не

срабатывает ни одна из схем сравнения, либо срабатывает K1 (с меньшим порогом срабатывания), либо срабатывают обе схемы.

Если U <Uп1 , то обе схемы K1 и K2 не срабатывают и их вы-

ходные сигналы через распределитель импульсов (РИ) блокируют реверсивный цифровой счетчик (РЦС) от поступления счетных импульсов от внешнего генератора с частотой f0 . Это означает, что

РЦС содержит код, соответствующий выходному напряжению Ux

с погрешностью, не превышающей 1 МР. Если разность Ux −Uк лежит в пределах:

Uп1 ≤ Ux (t) −Uк(t) <Uп2 ,

то срабатывает сравнивающее устройство К1. В этом случае импульсы с частотой f0 через распределитель импульсов начинают

поступать в первый (младший) разряд счетчика РЦС и на выходе ЦАП напряжение Uк меняется ступенями величиной 1 МР на каж-

дый импульс. При этом вновь приходящие импульсы либо складываются с уже имевшимся в РЦС числом, либо вычитаются, в зависимости от показаний индикатора знака разности (ИЗ) U на выходе усилителя ДУ. Изменение кода в РЦС происходит до тех пор, пока не установится код, соответствующий новому значению Ux .

При малом значении порогового напряжения K1 (Uп <0,5 МР)

возникают автоколебания. Чтобы понять причину этих колебаний, обратимся к рис. 4.4, на котором показан небольшой участок входного напряжения Ux (t) , возрастающий от i-го до (i + 1)-го уровня

компенсирующего напряжения Ux (t) .

Вначале Ux (t) находится на i-м уровне. После того, как разность [Ux (t) −U0 (t)] превзойдет по абсолютной величине порого-

68

вое напряжение Uп , с приходом очередного счетного импульса напряжение Uк(t) перейдет на (i + 1)-й уровень. Разность [Ux (t) −Uк(t)] изменит знак, а по абсолютной величине опять-таки превысит Uп . Поэтому следующий счетный импульс возвратит Uк на i-й уровень. Далее процесс повторяется до тех пор, пока Ux (t)

не выйдет из зоны

[iz +Uп]+[(i +1)z −S ].

Чем ближе значение Uп к 0,5МР, тем все уже становится эта зона и при Uп = 0,5 МР она исчезает. В связи с тем, что Uп1 < 0,5 МР

– величина нестабильная, то приходится для исключения автоколебаний несколько повышать пороговое напряжение, т.е. брать > 0,5 МР, что приводит к снижению точности преобразования.

Рис. 4.4. Временные диаграммы измеряемой и компенсирующей величины при возникновении автоколебаний

В том случае, если разность [Ux (t) −Uк(t)]≥Uп2 , то срабатыва-

ют оба компаратора, при этом счетные импульсы опорной частоты f0 через распределитель импульсов (РИ) начинают поступать сра-

зу в (K + 1)-й разряд РЦС и на выходе ЦАП напряжение Uк(t) ме-

няется большими ступенями (2K Z ) . Заполнение счетчика по (K + 1)-му разряду продолжается до тех пор, пока разность

69

[Ux (t) −Uк(t)] не станет меньше Uп2 , после чего K2 закрывается и

заполнение РЦС продолжается через первый разряд до установившегося значения. Благодаря организации АЦП с заполнением счетчика в два разряда удается существенно сократить общее время преобразования. Выигрыш в быстродействии АЦП, который получается при заполнении счетчика одновременно по двум разрядам, по сравнению со случаем равномерно-следящего преобразования (с записью только в один младший разряд), можно определить по формуле:

F =	2n −1	,
	(2K −1) +(2n−K −1)

где n – общее число двоичных разрядов; K – число двоичных разрядов, записываемых с младшего разряда.

Максимальный выигрыш в данном случае получается при K = n2 . Наибольший выигрыш во времени преобразования дости-

гается при заполнении счетчика через все разряды, так называемое поразрядное следящее уравновешивание, при этом F = (2n −1)n .

Однако при таком построении АЦП возрастает его сложность, поскольку требуется иметь n сравнивающих устройств и усложняется схема распределения импульсов.

Изменение значения порога срабатывания Uп2 никак не влияет

на точность преобразователя, а изменяет только общее время преобразования. Точность АЦП определяется только значением Uп1 .

Одним из достоинств АЦП следящего преобразования является то, что они обеспечивают точность преобразования в 1 МР при условии, что максимальная скорость изменения входного сигнала не превышает значения, определяемого разрешающей способностью АЦП и его быстродействием. При отслеживании малыми ступенями Uк максимальная скорость изменения Uвх будет равна:

Vx.макс = dU =1 МР =1 МР f0

dt t0

и в случае синусоидального входного сигнала Ux =Um sin ωt = =Um sin 2π f t скорость будет максимальна при пересечении синусоидой нулевого уровня, т.е.

70