Короткова Електротехника и електроника Основы микроелектроники 2010

частотах. Снижение усиления в области низких частот (ОНЧ) и в области высоких частот (ОВЧ) вызывается влиянием реактивных элементов схемы, которым пренебрегали в области средних частот.

На высоких частотах линейные искажения проявляются в виде снижения коэффициента усиления и появления дополнительного сдвига фаз между входным и выходным напряжениями на гармоническом сигнале и в виде фронтов и срезов на импульсном сигнале. Причиной этих искажений является инерционность транзистора, которая связана с конечным временем пролѐта носителей через базу и зарядом емкостей, присущих транзисторной структуре (ѐмкости коллекторного и эмиттерного переходов). Инерционность транзистора проявляется в зависимости коэффициента передачи тока базы транзистора от частоты β(ω) . Эта зависимость характе-

ризуется верхней граничной частотой коэффициента β ( fβ ), на которой коэффициент передачи тока базы β(ω) уменьшается в 2

раз,	f		1		, где постоянная времени τ β – среднее время жизни
		β
			2πτ
				β

носителей в базе БТ. Благодаря этой зависимости транзистор не может мгновенно отслеживать резкие (скачкообразные) изменения

управляющего сигнала ( iБ для БТ), поскольку носители заряда в

базе имеют конечную скорость и конечное время пролѐта через базу, а также конечное время установления скорости носителей, связанное с перезарядом емкостей.

Ёмкость коллекторного перехода БТ находится между базой и коллектором, т.е. между входом и выходом усилительного каскада. Таким образом, она включена в цепь отрицательной обратной свя-

зи, поэтому еѐ влияние увеличивается в β раз (βCK ). Перезаряжается ѐмкость коллекторного перехода через выходное сопротивление каскада Rвых RK и сопротивление нагрузки RH .

Входная ѐмкость транзистора (ѐмкость эмиттерного перехода БТ) заряжается через малое сопротивление RГ , поэтому еѐ влиянием на переходный процесс можно пренебречь по сравнению с влиянием CK .

11

В первом приближении переходный процесс (установление напряжения на нагрузке при скачке напряжения генератора) можно аппроксимировать одной экспонентой с эквивалентной постоянной

времени τ экв , характеризующей инерционность транзистора. Таким образом, напряжение на нагрузке при скачке напряжения генератора uГ (t) изменяется во времени как

, где τ экв = τβ βCK RKH .

Время нарастания фронта (и среза) импульса на выходе, определяемое по уровням 0,1 – 0,9 амплитудного значения напряжения на

нагрузке U H m KU U Г m , равно	tфр		2,2τ экв .		Так как усилитель
линейная схема, то tфр tср .
Эквивалентная постоянная времени			τ экв	связана с верхней гра-
ничной частотой каскада соотношением				fВ гр	1			. Следова-
						2πτ
							экв
тельно, для линейных схем f В.гр		0,35	.
		tфр

Не надо забывать, что амплитуда U Г m должна лежать в преде-

лах динамического диапазона, иначе, кроме линейных искажений, в выходном сигнале появятся ещѐ и нелинейные.

Если у импеданса нагрузки есть емкостная составляющая, т.е. ѐмкость CH , то она также оказывает дополнительное интегрирующее действие на изменение выходного напряжения каскада. Тогда τ экв надо дополнить постоянной времени заряда ѐмкости нагрузки

τ экв	СН RKH . В этом случае суммарная постоянная времени равна
τвых	τ экв τнагр , и время нарастания фронта определяется как
tфр	2,2τвых .

Если импульс генератора сигнала имеет конечный фронт длительностью tфр.вх , то длительность фронта импульса на выходе оп-

ределяется геометрическим сложением фронтов, а именно:

tфр.вых

(tфр.вх )2 (2,2τвых )2 .

12

В области низких частот на передачу сигнала влияют емкости разделительных и блокирующего конденсаторов.

1. Влияние разделительных конденсаторов C1 и C2 . Разделительный конденсатор C1 образует с входным сопротивлением усилительного каскада дифференцирующую цепь. Если его емкостное

сопротивление

X

C1

=

1

сравнимо с R

, то заметная часть сиг-

ωC

вх

1

нала генератора uГ

будет выделяться на XC1 , тем самым уменьшая

долю сигнала,

приходящегося на Rвх . Эта часть будет зависеть от

частоты сигнала и будет тем больше, чем больше

XC1 , т.е. чем

меньше частота ω. Если uГ

изменяется скачком, то потенциал ба-

зы

будет

изменяться

во

времени

по

экспоненте:

t

+ RГ )

– постоянная

uБ(t) = uГ γ exp −

, где τ1 = C1 (Rвх

τ1

времени заряда конденсатора C1 , а

γ uГ

=

Rвх

– начальный

Rвх +RГ

скачок потенциала базы.

При достаточно длинном сигнале (длительность импульса tИ сравнима с постоянной времени τ1 ) за счёт заряда конденсатора C1 к концу длительности импульса образуется спад плоской вер-

шины импульса напряжения на базе, (а, следовательно, и на выходном импульсе), который характеризуется отношением:

δ1 =	U (0) −U (tИ )	=1 −	U (tИ )	=1 exp	⁄τ .
	U (0)		U (0)

Если разложить экспоненту в степенной ряд и ограничиться линейным членом ряда, спад плоской вершины выходного импульса,

обусловленный влиянием конденсатора C1 , можно считать при-

близительно равным δ	≈ tИ	. Чем больше	C , тем меньше спад
1	τ		1
	1

плоской вершины. Чем больше длительность входного импульса, тем заметнее спад плоской вершины.

13

Аналогично разделительный конденсатор C2 на выходе образует с сопротивлением нагрузки дифференцирующую цепь, и импульс напряжения на нагрузке U H (t) I H (t)RH имеет спад плоской вершины, который в зависимости от длительности импульса и

постоянной времени заряда конденсатора τ2			C2 (Rвых RH ) ра-
вен δ2	tИ	.
	τ2
2. Влияние блокирующего конденсатора			CЭ . С уменьшением

частоты входного сигнала благодаря наличию блокирующего конденсатора модуль комплексного сопротивления обратной связи в эмиттере увеличивается. Это вызывает уменьшение коэффициента усиления по напряжению на низких частотах в фактор ОС раз, т.е.

	на частотах менее	ω1	1		коэффициент усиления равен
			RЭ	СЭ

КU

SБТ RK

, где

S

iK

– крутизна БТ. При условии, что

1 S

БТ RЭ

БТ

u

Б

SБТ RЭ >>1,

KU

RК

.

Для сигнала с частотой свыше

ω*

SБТ

RЭ

CЭ

модуль комплексного сопротивления ОС можно считать равным 0, и обратная связь отсутствует. Коэффициент усиления по напряже-

нию равен KU SБТ RK .

На импульсном сигнале передача плоской вершины импульса

идѐт по экспоненте с постоянной времени τ		CЭ		СЭ φT	, ха-
	Э
		SБТ		I Э*

рактеризующей время заряда блокирующего конденсатора. Таким образом, влияние блокирующего конденсатора аналогично влиянию дифференцирующей цепи, на плоской вершине импульса по-

	является спад δ		tИ	, величина которого зависит от длительно-
		Э	τЭ

сти импульса и величины ѐмкости конденсатора CЭ .

14

Нижняя граничная частота усилителя определяется совместным действием конденсаторов C1 , C2 , CЭ . В первом приближении нижнюю граничную частоту усилительного каскада можно характеризовать эквивалентной постоянной времени τниж , т.е.

fН.гр	1	, где	1	=	1	+	1	+	1	.
	2πτниж		τниж
					τ1		τ 2		τЭ

Результирующий спад плоской вершины импульса (линейные искажения в области низких частот) равен δ δ1 δ2 δЭ . В час-

тотной области спаду плоской вершины соответствует уменьшение коэффициента усиления и дополнительный сдвиг фазы на низких частотах.

При одинаковых номиналах емкостей разделительных и блокирующего конденсаторов постоянная времени блокирующего конденсатора – самая маленькая, и поэтому блокирующий конденсатор оказывает определяющее влияние на значение нижней граничной частоты.

ПОДГОТОВКА К РАБОТЕ

1.Прочитать и выучить определения понятий: режим каскада по постоянному току, динамический диапазон усилителя. Знать определения основных малосигнальных параметров усилителя – коэф-

фициента усиления по напряжению, входного сопротивления, выходного сопротивления.

2.Продумать вид зависимостей KU (RГ ) и KU (RН ) .

3.Выучить, какие элементы схемы обусловливают искажения выходного сигнала в области малых времѐн, знать вид искажений.

4.Выучить, какие элементы схемы обусловливают искажения выходного сигнала в области больших времѐн, знать вид искажений.

РАБОЧЕЕ ЗАДАНИЕ

1. Подключить к макету напряжение питания. Записать номиналы элементов схемы усилительного каскада. Измерить значения

15

напряжений на электродах транзистора. Рассчитать значения токов IК , IЭ . Найти координаты рабочих точек Q1 и Q2 .

Примечание. В макете используется германиевый транзистор

типа p-n-p, поэтому Eип = −15 В.

2. Используя генератор синусоидальных сигналов, построить амплитудную характеристику (зависимость U Н (U Г ) ) усилитель-

ного каскада на биполярном транзисторе. Рассчитать коэффициент усиления по напряжению. Определить динамический диапазон

усилительного каскада (Uвх..макс ).
Указания. Установить значения			RГ =1,5 кОм,			RН =10				кОм,
С1 = С2	= СЭ = 47 мкФ. Частота входного сигнала						f =1			кГц;
начальная амплитуда сигнала генератора UГ =10 мВ, шаг измене-
ния амплитуды сигнала генератора			UГ	= 5...10 мВ.
3. Зарисовать осциллограммы напряжения							и соответст-
вующего ему напряжения на нагрузке				Н	с помощьюГ				двухка-
нального	осциллографа	на двух				f	=	1 кГц и
				частотах
f =100 кГц. Определить коэффициент усиления						KU ( f ) и сдвиг

фазы на этих частотах. В заключении объяснить различие в осциллограммах.

Примечание. При выполнении пп. 3–6 амплитуда входного напряжения не должна выходить за пределы динамического диапазона, определённого в п.2.

4.При тех же номиналах, что в п.2, измерить входное и выходное сопротивления усилителя (см. описание методики измерений на с. 8 и 9).

5.Зарисовать осциллограммы UГ (t) и U Н (t) при воздействии

короткого импульса. Измерить время нарастания выходного импульса, время среза и коэффициент усиления. Сравнить значение коэффициента усиления со значением, полученным в п.2, объяснить различие.

16

Указания. Установить значения RГ				200 Ом, RН	300 Ом,
С1	С2 СЭ 47 мкФ .	Длительность		входного	импульса
tИ	10 мкс.
6.	Зарисовать осциллограммы		U Г (t)	и U Н (t) при усилении
“длинного” импульса ( tИ		200	мкс). Измерить величину спада

плоской вершины выходного импульса для разных сочетаний значений ѐмкостей конденсаторов С1 , С2 , СЭ :

а) С1	С2	СЭ	47 мкФ;
б) С1	С2	СЭ	3,3 мкФ;
в) С1	С2	47 мкФ, СЭ 3,3 мкФ.

Объяснить результаты.

КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ

1.Нарисовать схему усилительного каскада на биполярном транзисторе, объяснить назначение каждого из элементов схемы. В

какой области работы находится биполярный транзистор? Найти координаты рабочей точки на выходных ВАХ.

2.Что такое амплитудная характеристика? Какие параметры усилительного каскада можно определить по амплитудной характеристике? Как изменится амплитудная характеристика, если уве-

личить сопротивление резистора RК ?

3. Что такое динамический диапазон? С чем связано ограничение максимального входного сигнала?

4. Как зависит коэффициент усиления по напряжению усилительного каскада от величины сопротивления нагрузки? Как изме-

нится KU при увеличении сопротивления RГ ?

5. Нарисовать амплитудно-частотную характеристику усилительного каскада. Объяснить поведение АЧХ на низких и высоких частотах.

6. Найти время нарастания фронта, если известна верхняя граничная частота усилительного каскада. Какие элементы схемы от-

17

вечают за появление конечного значения времени нарастания фронта?

7. Какие элементы схемы отвечают за появление спада плоской вершины выходного импульса?

18

Лабораторная работа 2

Интегральный операционный усилитель

Цель: ознакомление с методами построения схем на основе интегрального операционного усилителя – ИОУ (работа ИОУ с различными обратными связями).

ТЕОРЕТИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ

Операционный усилитель (ОУ) получил своё название от сферы применения. ОУ использовался главным образом в аналоговых вычислительных схемах для выполнения таких математических операций, как суммирование, вычитание, умножение, интегрирование, логарифмирование и т.п.

В аналоговых схемах ОУ охватывают отрицательными обратными связями (ООС) различного типа. Качество выполнения математических операций зависит от параметров ОУ и элементов ООС. Чтобы ошибки выполнения математических операций с помощью усилителя, охваченного ООС, были минимальными, необходимо предъявлять жёсткие требования к параметрам самого усилителя. Идеальный ОУ должен обладать бесконечно большим коэффици-

ентом усиления дифференциального сигнала (КОУ → ∞) , нуле-

вым усилением синфазного сигнала, бесконечно большим входным сопротивлением, нулевым выходным сопротивлением. При бесконечно большом коэффициенте усиления дифференциального сигнала разность потенциалов между входами стремится к нулю.

Рассмотрим работу идеального ИОУ в случае, когда входной сигнал поступает на инвертирующий вход ИОУ, так называемое инвертирующее включение ИОУ. В этом случае, охватывая идеальный ИОУ параллельной ООС по напряжению, получим схему, приведённую на рис. 2.1.

	Часть выходного сигнала, равная	γОС	=		R1	, возвращается
				R1	+ R2

на инвертирующий вход ИОУ, где в точке А суммируются токи, протекающие по резисторам R1 и R2 . Так как у идеального ИОУ

19

разность потенциалов входов равна нулю, то потенциал точки А принимает значение потенциала на неинвертирующем входе, кото-

рый заземлѐн. Поэтому φ А		0 (так называемый «виртуальный»
нуль).
							R2
								I2
Uвх	R1				А						Uвых
	I1

Рис. 2.1. Инвертирующее включение ИОУ

Поскольку у идеального ИОУ входные токи равны нулю, то вы-

полняется равенство I1

I 2 .

Учитывая, что

I

U вх φ A

,

а

I

φ A U вых

, получим

1

2

R1

R2

U вх

U вых

, или

K

U вых

R2

. Таким образом, коэффи-

U .И

R1

R2

U вх

R1

циент усиления по напряжению инвертирующего усилителя на основе идеального ИОУ не зависит от параметров самого ИОУ, а определяется только параметрами цепи ОС.

Аналогично можно получить коэффициент усиления неинвертирующего усилителя на основе ИОУ (схема включения приведена на рис. 2.2). Входной сигнал поступает на неинвертирующий вход

ИОУ. Часть выходного напряжения U ОС γОСU вых подаѐтся на инвертирующий вход ИОУ, образуя последовательную ООС по

напряжению.					Для идеального				ИОУ справедливо равенство
U		U		U		, тогда	U		U вх	. Коэффициент усиления по
	вх		A		ОС			вых
									γ ОС

напряжению для неинвертирующего усилителя на основе ИОУ ра-

20