твердотіла електроніка / презентації лекцій ТТЕ Холод Т.С / 3тя тема БТ

До основних параметрів режиму транзисторного каскаду належать:

- коефіцієнт підсилення за струмом

			Im
K			вих	;
	I
			Im
			вх

- коефіцієнт підсилення за напругою

K	Um
	вих	;
U	Um
	вх

- коефіцієнт підсилення за потужністю

KP Pвих KU KI ;

Pвх

- вхідний опір

Rвх Umвх ;

Imвх

- вихідний опір

Rвих UI mвих .

mвих

підсилення

(3.73)

(3.74)

(3.75)

(3.76)

(3.77)

Задача знаходження цих параметрів за динамічними характеристиками зводиться до знаходження вхідних і вихідних амплітуд змінних струмів і напруг транзисторного каскаду, які входять до формул (3.73) –

(3.77).

Суть графоаналітичного способу визначення параметрів режиму підсилення каскаду за навантажувальними характеристиками полягає в наступному (на прикладі каскаду зі спільним емітером).

1 На сім’ї вихідних статичних характеристик IK f (UKE ) IБ const будується вихідна навантажувальна

пряма. Для каскадів (рис. 3.47 та рис. 3.48) ця пряма

71

будується за формулою (3.71). Для каскаду з температурною стабілізацією (рис. 3.49) помітно відрізнятимуться динамічні вихідні характеристики для постійного та змінного струмів (рис. 3.52) унаслідок наявності в емітерному колі БТ ланцюжка R3 , C1 .

Постійна складова струму емітера протікає через

резистор R3 , отже, UKE EK IK RK IE R3 ,	або,
оскільки в активному режимі IE IK ,
UKE EK IK (RK R3 ) .	(3.78)

Тому рівняння вихідної навантажувальної прямої для постійної складової струму транзистора має вигляд (пряма I на рисунку 3.52)

I	K	=	EK UKE	.	(3.79)
			RK R3
Змінна складова	струму IE через резистор				R3 не

протікає. Тому рівняння вихідної навантажувальної характеристики для змінного струму має вигляд

I			EK UKE	,	(3.80)
	K
			RK

тобто повторює рівняння (3.71). Для каскаду з температурною стабілізацією розрахунок параметрів підсилювального режиму вимагає застосування навантажувальної прямої саме для змінного струму за рівнянням (3.80) – пряма 2 на рисунку 3.52.

72

Рисунок 3.52 – До графоаналітичного визначення параметрів режиму підсилення транзисторного каскаду

2 Будується вхідна навантажувальна характеристика каскаду, яка практично збігається з вхідною характеристикою БТ:

IБ f (UБЕ ) при UКЕ 0 .

3 На вхідній і вихідній навантажувальних характеристиках відмічається положення початкової

73

робочої точки режиму спокою (UБE , IБ

0

,UKE

, IK

0

), яку

0

0

або задають, або вибирають з міркувань проектування.

4 Розгортаючи змінну напругу UБE

з амплітудою UmБ

відносно постійного

рівня UБE 0 , знаходять

відповідну

зміну струму

IБ відносно струму спокою

IБ0 .

Знаходять

амплітуду ImБ

(у разі потреби, усереднюючи верхню й

нижню амплітуди: I

ImБ1 ImБ 2

).

mБ

2

5 Перенесенням точок В і С на вихідну навантажувальну пряму визначають на ній робочу ділянку струму бази, а також відповідні до цієї ділянки зміни колекторної напруги UKE відносно постійного рівня UKE0 і струму IK

відносно рівня IK0 . За допомогою усереднення визначають амплітуди UmK та ImK .

6 Використовуючи знайдені амплітуди UmБ , ImБ , UmK , ImK за формулами (3.73) – (3.77), розраховують параметри

режиму підсилення.

Існує також спосіб визначення параметрів режиму підсилення за допомогою h - параметрів. Для найпростішого транзисторного підсилювача на низьких частотах маємо:

KU							h21RH				,
				h11 RH (h11h22 h12h21)
KI				h21			,
	1 RH h22
R h11 RH (h11h22 h12h21) ,
вх			1			RH h22
Rвих							h21 RГ			.
					h11h22		h12h21 h22 RГ
						74

У наведених формулах RH - опір навантаження; RГ - опір джерела вхідного сигналу.

3.3.4 Частотні властивості біполярних транзисторів

Залежність параметрів БТ від частоти зумовлена інерційністю процесів дифузії неосновних носіїв у базі, а також впливом ємностей переходів і розподіленого опору бази. Ці обставини обмежують частотний діапазон транзисторів. Наприклад, робочі частоти сплавних транзисторів не перевищують 20 - 30 МГц.

На низьких частотах період зміни напруги на ЕП значно більший за час прольоту неосновних носіїв через базу. Внаслідок цього градієнти концентрацій носіїв у базі біля емітера і колектора змінюються одночасно, і тому струм IE , IK та IБ синфазний, а коефіцієнти передачі

струму h21Б і h21E є дійсними величинами.

При зростанні частоти період зміни напруги на ЕП зменшується і стає сумірним з часом дифузії неосновних носіїв через базу. Це призводить до того, що струм колектора IK відставатиме від струму емітера IE за фазою

(рис. 3.53). Крім того, оскільки впродовж півперіоду прямої напруги на ЕП максимальний згусток інжектованих до бази неосновних носіїв не встигає досягти колектора, то наступного півперіоду концентрація цих носіїв і градієнт їх концентрації біля емітера будуть меншими, ніж у будьякому іншому місці бази. У базі виникає градієнт концентрації неосновних носіїв, який викликає їх рух у бік емітера і зменшення колекторного струму (рис. 3.53). Отже, на високих частотах коефіцієнти передачі струму h21Б та h21E набирають комплексного характеру і

зменшуються за модулем при збільшенні частоти.

75

Рисунок 3.53 – Струм IE та IK БТ на високих частотах

Для ССБ коефіцієнт передачі струму емітера

h21Б ( j )	IK			h21Б ()		e	j h	( )	,	(3.81)
							21Б
	IE

де h21Б ( j) - комплексний коефіцієнт передачі струму емітера;

IE , IK - комплексні амплітуди струму емітера і

колектора.

Для транзисторів

h21Б ( j )	h21Б			h21Б			.	(3.82)
	1 j			1 j		f
					f	h
		h
		21Б				21Б

Модуль колекторного коефіцієнта передачі БТ у ССБ

h21Б ( )				h21Б			,	(3.83)
			1 ( f / fh		)2
				21Б

де h21Б - значення коефіцієнта передачі струму на низьких частотах.

Аргумент коефіцієнта h21Б ( j)

h	arctg( f / fh	) .	(3.84)
21Б	21Б

76

З формули (3.83) випливає, що на частоті f fh

21Б

h

( )

h21Б

.

Частота, на

якій

модуль

коефіцієнта

21Б

2

передачі

струму

зменшується

в

2 раза,

називається

граничною частотою БТ. З формули (3.84) бачимо, що на граничній частоті зсув фаз між вхідним і вихідним

струмом дорівнює 45 . Частотні характеристики БТ у ССБ показано на рисунку 3.54.

Величину h21Б 1/ (2 fh21Б ) називають сталою часу

БТ у ССБ, і вона приблизно дорівнює середній тривалості дифузії неосновних носіїв через базу:

h21Б

P (1 h21Б ) ,

(3.85)

де P - середня тривалість життя дірок у базі.

Для ССЕ коефіцієнт передачі струму бази

h

( j )

IK

h21E

.

(3.86)

21E

IБ

1 j( f / fh21E )

Модуль правої частини формули (3.86)

h21E ( )

h21E

.

(3.87)

1 ( f / fh

)2

21E

77

h21E

Рисунок 3.54 – Частотні характеристики БТ у ССБ

Аргумент
	h21E	arctg( f / fh21E ) .	(3.88)
Частота fh	- це гранична частота БТ у ССЕ,		при
21E

якій модуль комплексного коефіцієнта передачі струму

бази зменшується в 2 раз.

При цьому граничні частоти транзистора зі спільною базою і спільним емітером мають такий зв’язок:

fh21E fh21Б (1 h21Б )	(3.89)
або
fh21E fh21Б / h21E .	(3.90)

З останніх формул випливає, що частотні властивості БТ у схемі зі спільним емітером значно гірші, ніж у схемі зі спільною базою. Для порівняння на рисунку 3.55 зображено частотні характеристики обох схем увімкнення.

Причиною різкого зменшення в ССЕ при збільшенні частоти порівняно з ССБ є не тільки зменшення коефіцієнта h21Б , а й насамперед збільшення зсуву фаз між

струмом IE	та IK . На низьких частотах струм	IE	та IK
приблизно	збігається за фазою (рис. 3.56 а),	і	струм
IБ IE IK	малий. На високих частотах збільшується зсув
фаз між струмом IE та IK , зростає струм бази		IБ	(рис.

3.56б), і тому зменшується коефіцієнт передачі h21E .

Зрисунка 3.55 бачимо, що для схеми зі спільним емітером існує так звана частота зрізу fT , на якій модуль

h21E дорівнює одиниці:

fT fh21E h21E fh21Б h21Б .

(3.91)

78

Рисунок 3.55 – Частотні характеристики БТ у ССБ та ССЕ

БТ	має	цікаву		властивість:			при	частотах
f (3 4) fh21E		добуток модуля h21E і частоти,						при якій
вимірюється модуль h21E ,				є		величина	стала і	дорівнює
частоті зрізу
			h21E ( )			f fT .		(3.92)

	IE		IE
				IБ
IK		IБ
				IK

а) б)

Рисунок 3.56 – Векторні діаграми, що пояснюють зменшення модуля коефіцієнта передачі струму бази

Вплив ємностей переходів і розподіленого опору бази на частотні властивості транзистора

Фізична еквівалентна схема БТ у ССБ на високих частотах показана на рисунку 3.57. На ній враховано вплив бар’єрної ємності КП CK на роботу транзистора.

79

Дифузійна ємність увімкненого в прямому напрямі ЕП не враховується, тому що малий опір rE звичайно в десятки

тисяч разів менший за опір КП rK , і тому опір rE шунтує ємність ЕП до дуже високих частот.

Змінна складова струму, створеного джерелом IE ,

розгалужується на три		гілки: через опір КП		rK , через
бар’єрну ємність КП C	K	і через опори r	та R	. Оскільки
		Б	K

rK великий, то струм через нього незначний. На низьких частотах реактивний опір ємності CK також великий, і струм через ємність майже не протікає. Але при збільшенні частоти опір ємності CK зменшується, і все більша частка струму від джерела IE проходить через ємність. Для зменшення шунтувальної ємності треба

зменшувати опір

робочого

кола r

+ R , щоб

Б

K

виконувалась умова

R

+ r

1

.

K

Б

CK

У граничному випадку вважаємо, що RK 0 , і тоді

r

1

або

r

C

1

.

(3.93)

K

Б

CK

Б

З формули (3.93) бачимо, що чим менший добуток r

Б

CK , тим на більш високих частотах може працювати БТ.

Тому величина r

C

K

є важливим частотним параметром

Б

транзистора і подається в довідниках.

80