2.2. Пассивные цифровые синтезаторы

Одна из простейших схем цифрового синтеза (схема двухуровневого синтезатора) представлена на рис. 2.1. Принцип ее работы заключается в следующем. В формирователе импульсов ФИ из гармонических колебаний ОКГ формируется периодическая последовательность коротких импульсов с частотой следования, поступающая затем на вход делителя спеременным коэффициентом деления ДПКД. Коэффициент деления ДПКД выбирается так, чтобы частота следования импульсов на выходе последнего была в два раза выше требуемой частоты сигнала на выходе синтезатора. Этот поток импульсов подается на вход триггера Т, создающего последовательность прямоугольных импульсов со скважностью 2 и частотой следования, равной заданной. В перестраиваемом полосовом фильтре ПФ из этой импульсной последовательности выделяется синусоидальный сигнал с частотой первой гармоники. Изменяя коэффициент деления ДПКД и перестраивая ПФ, можно изменять частоту выходных колебаний.

Очевидно, что в общем случае при некоторых значениях требуемый коэффициент деления ДПКД может оказаться нецелым числом. Счетчиковые делители, на базе которых создается ДПКД, не могут поделить частоту на нецелое число, поэтому в подобных случаях поступают следующим образом. Положим, что коэффициент деления ДПКД должен быть установлен равным (), где,l, m – целые числа и , т. е.– целая часть коэффициента деления, а– его дробная часть (несократимая дробь). Для этого, например, в течение первыхl циклов деления коэффициент деления ДПКД устанавливается равным , а в последующих () циклах – равным. Тогда средний заm циклов коэффициент деления

.

При этом сигнал на выходе синтезатора будет иметь нужную частоту, но с некоторым колебанием фазы, изменяющейся по периодическому закону с периодом . Таким образом, в рассматриваемом случае сигнал на выходе Т-триггера представляет собой последовательность импульсов, периодически смещающихся относительно «гипотетических» импульсов, имеющих постоянную частоту следования =. Сказанное поясняется временными диаграммами (рис. 2.2).

Следовательно, спектр выходного сигнала будет содержать побочные составляющие. Для определения уровня максимальной из побочных составляющих, возникающих в выходном сигнале ССЧ при нецелочисленном коэффициенте деления, воспользуемся методом Я. Д. Ширмана [9]. Согласно этому методу, подобная последовательность может быть представлена в виде ряда Фурье, каждая из спектральных составляющих которого периодически изменяется во времени. Считая для простоты, что речь идет об импульсах единичной амплитуды, можно записать

,

где – постоянная составляющая;

и – амплитуда и фазаn-й гармоники соответственно; и– средние частота и период повторения импульсов на выходе Т-триггера (частота и период следования идеальной «гипотетической» последовательности).

Полосовой фильтр, стоящий на выходе ССЧ, выделит из импульсной последовательности на его входе только первую гармонику, т. е.

.

Поскольку для каждого из импульсов рассматриваемой последовательности закон изменения иодинаков, апрактически равно, можно утверждать, что,, где==.

Таким образом, на выходе ССЧ будет присутствовать фазомодулированный сигнал с постоянной амплитудой и несущей частотой, равной .

Графики изменения для случаеви1, 2, ..., 9, 10 (при этомбудет принимать значения,, …,,) представлены на рис. 2.3, гдеn – номер цикла деления. Подчеркнем, что при выполнении одного цикла деления на формируемый импульс сдвигается в сторону опережения на величину, а при делении на (+1) – на– в сторону отставания. Нетрудно убедиться, что максимальный временной сдвиг между идеальными и реальными импульсами будет наблюдаться в том случае, когда , а закон изменениябудет близок к треугольному. При этом, а индекс фазовой модуляции будет равен

. (2.1)

Поскольку является периодической функцией времени, максимальная побочная спектральная составляющаяв спектре выходногосигнала ССЧ будет определяться амплитудой максимальной гармоники (в данном случае первой) при разложении в ряд Фурье и будет равна

=

где – функция Бесселя первого рода первого порядка;

= =(2.2)

– амплитуда первой гармоники при разложении в ряд Фурье.

Считая, что индекс получаемой паразитной фазовой модуляции меньше единицы, и учитывая (2.2) и справедливость приближенного равенства , окончательно получим

= = =. (2.3)

Относительный уровень максимальной спектральной составляющей в выходном сигнале синтезатора с учетом (2.3) будет равен

. (2.4)

Анализ соотношений (2.2)–(2.4) показывает, что снижение уровня побочных спектральных составляющих в выходном сигнале простейшего двухуровневого ССЧ требует в первую очередь увеличения , что при заданном диапазоне частот выходного сигнала может быть достигнуто за счет соответствующего повышения тактовой частоты.

Кроме того, для снижения уровня побочных составляющих целесообразно чередовать циклы деления на и, что позволит уменьшить . Если при этом установленный коэффициент деления сохранять неизменным до тех пор, покане приблизится к 0.5, а затем изменить на единицу, то выполнится неравенство≤(рис. 2.4). Закон изменениябудет приближаться к пилообразному, ауменьшится и станет равным

(2.5)

Выводы соотношений (2.4) и (2.5) аналогичны с той лишь разницей, что в последнем случае=и амплитуда первой гармоники периодической последовательности пилообразных импульсов единичной амплитуды в отличие от треугольных равна, а не.

Управлять коэффициентом деления ДПКД можно с помощью счетно-решающего устройства СЧРУ, вычисляющего получаемый временной сдвиг между формируемыми и идеальными импульсами по известному отличию текущего коэффициента деления от среднего. Подобный двухуровневый синтезатор часто называют оптимальным [4]. Совокупность ДПКД и СЧРУ можно рассматривать как делитель с дробно-переменным коэффициентом деления (ДДПКД). В соответствии с соотношением (2.5) требуемую чистоту спектра выходных колебаний синтезатора можно реализовать только при больших коэффициентах деления. При этом необходимо учитывать, что максимальное значение ограничено быстродействием существующих ДПКД.

При введении в рассматриваемый синтезатор устройства коррекции временного положения формируемых импульсов ценой усложнения СЧРУ можно либо в n раз увеличить , либо науменьшить, гдеn показывает, во сколько раз уменьшился временной сдвиг между идеальными и формируемыми импульсами за счет введения корректирующего устройства.

Получить любую среднюю частоту и реализовать декадную установку частоты в соответствии с соотношением (где= 0, 1, 2, …, 9;– минимальный десятичный разряд в значении частоты) можно сложением нескольких потоков импульсов. Вариант структурной схемы соответствующего устройства изображен на рис. 2.5 [4].

Рис. 2.5

Исходный поток импульсов с частотой поступает последовательно на ряд делителей на 10. Управляемые ключи K1–KN имеют по два входа и по одному выходу. На входы подаются потоки импульсов со входа и выхода соответствующего делителя. Выходные импульсы каждого делителя служат метками времени, которые делят поток входных импульсов на пачки по десять в каждой. Счетчики в ключах, ориентируясь по этим меткам, ведут счет импульсов в каждой пачке и в зависимости от нужной частоты пропускают требуемое число импульсов (от одного до девяти), выбирая их так, чтобы интервалы между ними как можно меньше отличались друг от друга. Все потоки импульсов складываются на выходе схемы «ИЛИ». Если каждый ключ выделяет из десятиимпульсной пачки импульсов (), то за время, соответствующее периоду колебаний на выходе последнего делителя и равное, на выходе схемы «ИЛИ» появится+ импульсов. Следовательно, средняя частота сигнала на выходе схемы «ИЛИ». Включение на выходе ССЧ делителя напозволяет сформировать импульсы со скважностью, близкой к 2, и средней частотой. При этом. ЕслиГц, тоГц, где– любое целое положительное или отрицательное число включая 0.

Очевидно, что, как и в предыдущем ССЧ, выходной сигнал представляет собой периодический поток импульсов с времяимпульсной модуляцией. Поэтому в спектре выходного сигнала будут присутствовать побочные спектральные составляющие, лежащие на частоте и ее гармониках (здесь– номер последнего по порядку ключа, на выходе которого при даннойесть поток импульсов.

Выбирая в каждой декаде требуемое число импульсов так, чтобы интервалы между ними наименьшим образом отличались друг от друга, для оценки относительного уровня максимальной побочной составляющей можно получить следующее соотношение :

=. (2.6)

Сравнивая выражения (2.5) и (2.6), нетрудно заметить, что при оптимальном построении и M = 1 оба синтезатора имеют практически одинаковый уровень максимальной побочной составляющей.

Основным недостатком рассмотренных двухуровневых синтезаторов при малых является большая кратковременная нестабильность частоты, вызванная, в общем случае, неравномерностью частоты следования выходных импульсов. Попутно отметим, что не зависит от коэффициента деления делителя, включенного на выходе ССЧ. Поэтому оценка уровня максимальной побочной составляющей в выходном сигнале ССЧ может быть выполнена с помощью осциллографа путем измерения отношения(см. (2.3)).

Еще один недостаток связан с тем, что при коэффициенте перекрытия >> 2 и высоких требованиях к фильтрации высших гармоник в выходномсигнале ССЧ существенно усложняется реализация выходного полосового фильтра.

Свободны от отмеченных недостатков цифровые синтезаторы прямого синтеза (DDS – direct digital synthesizer) с потоками многоуровневых импульсов. Они обеспечивают широкие возможности формирования сигналов различной формы с различными видами модуляции и манипуляции, имеют малое время перестройки с одной частоты на другую, а уменьшение шага сетки частот (а значит, и минимальной частоты рабочего диапазона) достигается в них без особых затруднений. Однако максимальные значения рабочих частот ограничены быстродействием цифровых узлов и, как правило, не превышают 300…400 МГц.

У

прощенная структурная схема рассматриваемого ССЧ, в отечественной литературе обычно называемого цифровым вычислительным синтезатором (ЦВС) [3], представлена на рис. 2.6. В его состав входят частотный регистр ЧР и накопитель кода фазы НКФ, состоящий из-разрядных бинарного сумматора и регистра данных, преобразователь кодов фазы в коды амплитуды ПК, обычно выполняемый на основе блока памяти кодов значений, и цифро-аналоговый преобразователь ЦАП.

Особенности работы ЦВС рассмотрим на примере синтезатора, предназначенного для формирования моногармонического сигнала.

Пусть в ЧР записан код дискрета фазыдля текущего значения выходной частоты=, где– число дискретов фазы (объем НКФ),n – количество разрядов кода; – тактовая частота;. При= 1

.

С приходом каждого тактового импульса в сумматоре суммируются значения чисел, записанных в регистре данных и в частотном регистре, и сумма переписывается вновь в регистр данных. Таким образом, в накопителе формируется код текущей фазы мгновенного значения выходного колебания. Как только значение текущей фазы в накопителе превысит (превысит, где– номер приходящего тактового импульса), произойдет переполнение, в регистр данных запишется разность между последним значением текущей фазы и, и процесс накопления фазы повторится.

В соответствии с кодом числа в накопителе преобразователь кодов вырабатывает код амплитуды выходного сигнала ЦВС, пропорциональной . При этом на выходе ЦАП появляется импульс постоянной длительности, имеющий амплитуду.

Непрерывная последовательность выходных импульсов ЦАП представляет собой ступенчатую аппроксимацию синусоидального напряжения. Изменяя дискрет фазы, код которой записан в ЧР, можно изменять частоту выходного сигнала ЦВС.

Для сокращения необходимого объема блока памяти в ПК хранится информация только для значений текущей фазы в пределах первого квадранта, она же используется и для остальных трех квадрантов с соответствующей коррекцией фазы. Более того, в блоке памяти обычно происходит квантование по фазе, т. е. в нем записаны коды значения синусоиды только для ряда дискретных значений фазы в пределах угла 0…. Если число таких значений, то шаг квантования фазы

(k < n). (2.7)

Вместо блока памяти может использоваться блок вычислений, в котором по определенной программе вычисляется код амплитуды, соответствующей текущему значению кода фазы.

Текущие значения амплитуды синтезируемого синусоидального сигнала также квантованы, а относительная величина шага квантования равна , гдеm – разрядность ЦАП.

Квантование фазы в блоке памяти и мгновенных значений напряжения на выходе ЦАП приводит к отклонениям синтезированного колебания от моногармонического, характеризуемым уровнями фазового и амплитудногошума.

Для определения уровня фазового шума первоначально допустим, что разрядность ЦАП настолько велика, что наличием амплитудного шума можно пренебречь. Далее учтем, что отклонения квантованных значений фазы от действительных случайны и равномерно распределены в интервале между и. Тогда плотность вероятности этих отклонений будет, а их дисперсия –

. (2.8)

В соответствии с (1.7)

, (2.9)

где – спектральная плотность мощности фазового шума.

Спектральная плотность мощности самого напряжения, вызванного шумом квантования фазы, при отстройке от средней частоты, учитывая комментарии, сделанные при выводе соотношения (2.3), будет определяться выражением , где– амплитуда выходного напряжения. Считая, чтодостаточно быстро убывает с ростом, определим среднеквадратическое значение суммы всех побочных спектральных составляющих:

= . (2.10)

Далее, подставив (2.7)–(2.9) в (2.10), окончательно найдем

= 10.

При оценке шума квантования амплитуды положим, что фазовым шумом можно пренебречь, т. е. число уровней квантования фазы достаточно велико. Далее, как и ранее, допустим, что отклонение реального значения амплитуды от квантованного является случайной величиной с равномерным законом распределения и лежит в пределах от до. Тогдаплотность вероятности отклонения амплитуды составит , а его дисперсия, т. е. квадрат среднеквадратического отклонения амплитуды, = . С учетом последнего равенства для оценки относительного уровня шума квантования амплитуды будет справедливо следующее выражение:

.

В соответствии с теоремой Котельникова частота тактовых импульсов должна быть по крайней мере в два раза выше максимальной частоты формируемых колебаний. Для облегчения фильтрации гармоник тактовой частотыобычно выбирают из условия.

Форма выходного сигнала ЦВС близка к синусоидальной, если >> (<<), ав целое число раз меньше. В этом случае в конце каждого цикла накопления фазы нет остатка. Еслипо значению сравнимо с, форма выходного сигнала может существенно отличаться от требуемой гармонической. Если же¹(p – целое число, меньшее n), период сформированного колебания будет определяться наибольшим общим делителем чиселии станет равным. При этом в спектре выходного сигнала ЦВС появятся дискретные составляющие, следующие с интервалом. Для снижения уровня спектральных составляющих на частотеи ее гармониках на выходе ЦВС включается фильтр нижних частот с граничной частотой несколько выше.

Рассматриваемый ЦВС с успехом может быть использован и в тех случаях, когда необходимо синтезировать сигнал, форма которого отличается от синусоидальной, например периодическую последовательность прямоугольных, треугольных, пилообразных и т. п. импульсов. Для этого достаточно в схеме рис. 2.6 применить преобразователь кодов, в котором каждому текущему значению кода фазы будет соответствовать код амплитуды сигнала требуемой формы.

Отметим, что серийно выпускаемые интегральные пассивные цифровые ССЧ имеют тактовую частоту 300…1000 МГц, разрядность НФ – от 32 до 48, разрядность ЦАП – 10…14, что обеспечивает уровень высших гармоник не более дБ [7]. В состав интегральной микросхемы могут быть включены дополнительные узлы, обеспечивающие формирование сигналов с различными видами модуляции и манипуляции (см. 2.4). Кроме того, интегральные схемы ЦВС зачастую имеют в своем составе и основные узлы умножителя частоты на основе ССЧ с ФАП. Это связано с тем, что источником колебаний с тактовой частотой является опорный кварцевый генератор. Рабочая частота высокостабильных ОКГ, как правило, не превышает 10 МГц, что существенно меньше требуемых значений. Поэтому между ОКГ и схемой управления и синхронизации ЦВС включается умножитель частоты, обычно выполняемый на основе рассматриваемого далее кольца ФАП с делителем в цепи обратной связи.

2.3. Цифровые синтезаторы с ФАП

При построении активных ССЧ широко используются методы, основанные на применении кольца ФАП. С помощью устройств с ФАП можно осуществить алгебраическое суммирование частот ряда колебаний, деление и умножение частоты.

Цифровые синтезаторы с ФАП (PLL – phase locked loop) могут быть использованы в диапазоне частот вплоть до 10 ГГц, обеспечивая низкий уровень побочных спектральных составляющих. К их недостаткам относятся сложность настройки, возможность генерации сигналов, частота которых не соответствует установленному значению. Уменьшение шага сетки частот, как правило, требует существенного усложнения схемы, поскольку сопряжено с увеличением инерционности системы. Весьма ограничены и возможности формирования сигналов с различными видами модуляции в тракте синтезатора.

Структурная схема простейшей системы активного синтеза с ФАП представлена на рис. 2.7. Источником выходных колебаний в схеме является генератор G, плавно перестраиваемый с помощью реактивного элемента РЭ, включенного в его колебательную систему. В качестве РЭ обычно используются ма-

трицы из встречно-включенных варикапов, емкость которых изменяется под действием управляющего напряжения, подаваемого на него с выхода импульсно-фазового детектора ИФД через фильтр нижних частот ФНЧ и усилитель постоянного тока УПТ. Совокупность генератора и РЭ образует генератор, управляемый напряжением ГУН. Методы и схемы построения основных узлов цифровых ССЧ с ФАП изложены в 3.

В ИФД происходит сравнение моментов прихода импульсов, поступающих с выхода эталонного генератора ЭГ и имеющих частоту следования , и импульсов, сформированных из выходного сигнала ГУН и прошедших через делитель частоты с переменным коэффициентом деления ДПКД, т. е.и.

Эталонный генератор обычно выполняется в виде каскадного соединения опорного кварцевого генератора и делителя с фиксированным коэффициентом деления. Поскольку выходные сигналы ОКГ и ГУН близки к моногармоническим, они перед подачей на вход соответствующих делителей частоты должны быть преобразованы в последовательности коротких импульсов. В связи с тем что формирователи импульсов не изменяют алгоритм частотообразования, в приводимых структурных схемах они не обозначены как самостоятельные узлы.

В рассматриваемом синтезаторе возможен стационарный синхронный режим, при котором между моментами прихода импульсов на входы ИФД устанавливается постоянный временной сдвиг, а их частоты оказываются равными, т. е.

, (2.11)

где – частота сигнала на выходе синтезатора;– текущее значение коэффициента деления ДПКД.

Представив соотношение (2.11) в виде , нетрудно заметить, что подобный синтезатор является умножителем частоты, а изменяя, можно получать дискретные значенияс шагом.

В том случае, когда равенство (2.11) не выполнено (режим биений), на выходе ИФД возникает переменное напряжение, так изменяющее емкость варикапа, а следовательно, резонансную частоту колебательной системы ГУН и частоту его генерации, чтобы переменная составляющая текущей разности моментов прихода импульсов уменьшалась, стремясь к нулю, а постоянная составляющая стремилась к величине, соответствующей стационарному режиму.

Для анализа особенностей работы ССЧ с ФАП и, в первую очередь, фильтрующих свойств кольца ФАП удобно первоначально представить ССЧ как систему с обратной связью с непрерывным регулированием. При этом может быть использована схема рис. 2.7 с той лишь разницей, что вместо ИФД следует включить ФД, сигнал на выходе которого будет пропорционален разности фаз сигналов на его входах, и заменить цифровой ДПКД на аналоговый.

С учетом сказанного, коэффициент передачи между двумя любыми точками схемы определяется соотношением: , гдеи–коэффициенты передачи между интересующими точками схемы при замкнутой и разомкнутой петле обратной связи соответственно; – полный коэффициент передачи по обходу разомкнутой петли. Коэффициент передачи разомкнутого кольца ФАП, во многом определяющий свойства синтезатора, для рассматриваемой схемы [2]

,

где – крутизна характеристики ИФД, описываемой функцией вида;– напряжение на выходе ИФД, а– его максимальное значение;;и– фазовый угол между сигналами на входах ИФД и круговая частота его изменения соответственно;=– коэффициентпередачи каскадно соединенных УПТ и ФНЧ;– значениена постоянном токе;=;– крутизна регулировочной характеристики ГУН;– управляющеенапряжение, поступающее с ФНЧ на вход ГУН;– коэффициент передачи автогенератора в ГУН.

Для этого случая в [2] были получены следующие соотношения для ко-

эффициентов передачи фазовых шумов ГУН – и эталонного генератора и делителя ДПКД –

; (2.12)

. (2.13)

Анализ (2.12) и (2.13) показывает, что низкочастотные составляющие фазовых шумов сигнала на выходе ГУН подавляются кольцом ФАП тем эффективнее, чем ниже (при,). С повышением частотывозрастает, стремясь к единице. Что же касается, то его изменения в диапазоне частот оказываются прямо противоположными. Максимальное значение, равное, будет наблюдаться при, а с ростом частотыбудет уменьшаться, т. е. низкочастотные составляющие фазовых шумов сигналов на входах ИФД усиливаются кольцом ФАП враз.

Таким образом, в выходном сигнале синтезатора с кольцом ФАП в режиме синхронизации эффективно подавляются те побочные составляющие, возникающие в ГУН, частоты которых близки к требуемому значению синтезируемой частоты =, а удаленные от нее беспрепятственно проходят на выход. Зато вблизипоявляются спектральные составляющие, обусловленные нестабильностью частоты сигналов, поступающих с эталонного генератора, и фазовым шумом ДПКД, тогда как при больших отстройках отэти составляющие будут подавлены.

Коррекция частотных характеристик кольца ФАП, позволяющая получить требуемое подавление фазовых шумов ГУН, ЭГ и ДПКД и побочных составляющих (в том числе и обусловленных прохождением сигнала с выхода ОКГ на вход ГУН) во всей области частот вблизи , осуществляется с помощью выбора соответствующей частотной характеристики. Подчеркнем, чтофазовые шумы ГУН эффективно подавляются в окрестности только в пределах полосы пропускания ФНЧ.

Ширина полосы удержания (синхронизма) , в пределах которой автоматически сохраняется условие синхронизма при квазистатической отстройке ГУН, определяется максимальным изменением частоты ГУН под воздействием управляющего напряжения. Полоса захвата не превышает полосу удержания и в значительной степени определяется характеристиками ФНЧ. Напомним, что полосой захвата называется значение начальной отстройки, при которой возникает переход от режима биений к режиму синхронизации.

Помимо подавления побочных составляющих ФНЧ и УПТ должны обеспечить устойчивость ССЧ. Для этого необходимо, чтобы модуль коэффициента передачи разомкнутого кольца ФАП был меньше 1 в области частот , где абсолютное значение его аргумента больше.

Отмеченные свойства ССЧ с ФАП присущи и цифровым синтезаторам при условии, что длительность переходных процессов в последних существенно больше периода следования импульсов, поступающих с выхода ЭГ на один из входов ИФД. Докажем, что отмеченное условие в подавляющем большинстве случаев выполняется.

При рассмотрении процесса перехода с одной рабочей частоты ССЧ на другуюс целью минимизации длительности переходного процесса будем считать, что в качестве ИФД используется детектор типа «выборка-запоминание», имеющий линейную проходную характеристику и практически постоянный уровень выходного сигнала в промежутке между импульсами, поступающими с выхода ДПКД (см. 3). Это позволяет исключить из схемы рис. 2.7 ФНЧ. Положим также, что УПТ отсутствует, перестройка ГУН происходит синхронно с изменением управляющего напряжения, а длительности опорных импульсов, формируемых ФИ, и импульсов, поступающих с выхода ДПКД, существенно меньше периода эталонного колебания.

Допустим, что текущий коэффициент деления ДПКД равнялся и, следовательно, круговая частота сигнала на выходе ГУН была равной, где– напряжение на выходе фазового детектора;– напряжение подставки, определяющее значение частоты сигнала на выходе ГУН при= 0. Пусть сразу же после прихода очередного импульса с выхода ДПКД коэффициент деления последнего будет изменен и станет равным. При этом частота сигнала на выходе ГУН останется прежней и равнойдо тех пор, пока на ИФД не поступит следующий импульс с выхода ДПКД. После этого частота сигнала на выходе ГУН изменится и примет значение:

.

Следующий импульс, поступивший на вход ФД с выхода ДПКД, приведет к новому изменению частоты выходного колебания ГУН:

.

Повторяя аналогичные рассуждения, нетрудно показать, что после прихода -го импульса частота сигнала на выходе ГУН достигнет значения

.

Оставшаяся ошибка в значении частоты выходного сигнала после прихода-го импульса с выхода ДПКД будет равна

, (2.14)

где .

Анализ последнего соотношения показывает, что с приходом каждого -го импульса величина ошибки изменяется враз. При этом, если, процесс установления частоты носит апериодический характер, а при– колебательный. Присходимость процесса установления частоты нарушается, что говорит о нарушении условия устойчивости в петле ФАП. Сказанное иллюстрируется графиками (рис. 2.8), где изображен процесс изменения частоты при переключении ДПКД.

Включение ФНЧ на выходе ИФД существенным образом влияет на форму управляющего напряжения, увеличивает длительность переходного

процесса и может привести к изменению характера процесса установления частоты.

Практически выходной сигнал любого ИФД, в том числе и типа «выборка-запоминание», содержит значительные спектральные составляющие с частотой сравнения и ее гармоник, приводящие к частотной модуляции напряжения на выходе ССЧ. Поэтому между ИФД и ГУН всегда включается ФНЧ, выполненный в видеRC-цепи, пропорционально-интегрирующего или более сложного RLC-фильтра с граничной частотой, существенно меньшей, чем (см. 3). Необходимо отметить, что в этом случае существенно усложняются вопросы, связанные с устойчивостью кольца ФАП, во многом определяемые АЧХ и ФЧХ ФНЧ.

Уменьшение и необходимое при этом снижение граничной частоты ФНЧ будут сопровождаться пропорциональным уменьшением полосы захвата и полосы частот, в которой эффективно подавляются шумы ГУН, и увеличением инерционности синтезатора, приводящей к увеличению времени перехода с одной рабочей частоты на другую.

Разрешение указанного противоречия возможно при таком построении синтезатора, которое допускает выбор эталонной частоты сравнения, существенно большей, чем частота шага сетки . Последнее можно реализовать следующими способами:

• включением на выходе ССЧ делителя с фиксированным коэффициентом деления ;

• включением вместо ДПКД делителя с дробно-переменным коэффициентом деления;

• включением между ОКГ и ИФД делителя с переменным коэффициентом деления, зависимым от значения частоты выходного сигнала синтезатора;

• использованием в одном ССЧ нескольких колец ФАП с одинаковыми или разными частотами сравнения, но всегда большими .

Применение первого способа позволяет в раз уменьшить, но во столько же раз уменьшается абсолютный диапазон перекрываемых частот и сами рабочие частоты синтезатора, что резко ограничивает возможности применения данного метода.

Для пояснения возможности реализации второго способа поступим следующим образом. Допустим, что >> и для получения требуемого значения частоты выходного сигнала в соответствие с (2.11) потребуется нецелочисленный коэффициент деления, где – целая часть коэффициента деления, а– его дробная часть. При рассмотрении простейших схем двухуровневых пассивных ССЧ было показано, что, чередуя коэффициенты деления и (+ 1), можно получить требуемый коэффициент деления только усреднением зациклов деления.

При этом сигнал на выходе синтезатора с таким делителем будет иметь нужную частоту, но с некоторым колебанием фазы, изменяющейся по периодическому закону с периодом . Следовательно, спектр его будет содержать побочные составляющие. Шаг формируемой сетки уменьшится до, но кратковременная нестабильность частоты возрастет. Эффект изменения коэффициента деления на единицу можно получить и при использовании поглотителя импульсов, который исключает (поглощает) один из импульсов на входе обычного ДПКД [4].

Как уже отмечалось, для уменьшения уровня дискретных спектральных составляющих с частотой, кратной целесообразно максимально равномерно чередовать коэффициенты деления () и на периоде . Кроме того, могут быть использованы различные варианты коррекции: псевдослучайное нарушение регулярности циклов переключения, применение управляемых линий задержки, сигма-дельта-корректоров и др. [3].

Использование микропроцессоров в трактах управления ССЧ позволяет реализовать отмеченный ранее метод повышения частоты сравнения, основанный на включении в CCЧ c ФАП двух делителей с переменными коэффициентами деления. Функциональная схема подобного синтезатора приведена на рис. 2.9.

При установке требуемого значения частоты выходного сигнала коэффициенты деления каждого из ДПКД выбираются так, чтобы отличалась от заданного на пренебрежимо малую величину, существенно меньшую, чем, абыла значительно больше. Процесс выбора коэффициентов деленияизаключается в следующем. Первоначально требуемое значение отношения коэффициентовна основе алгоритма Евклида представляется в виде конечной цепной дроби:

.

Попутно по мере определения с помощью рекуррентных соотношений

; ;;;

;

рассчитываются приближенные значения коэффициентов деления и() и находится отклонение частоты выходного сигнала ССЧ от номинального значения). Расчеты заканчиваются при выполнении неравенства, где– допустимая погрешность номинального значения частоты выходного сигнала. После этого устанавливаются рассчитанные коэффициенты деления делителей.

Описанные вычислительные процедуры осуществляются счетно-реша-ющим устройством, выполненным на основе микропроцессора и управляющим коэффициентами деления и.

Относительный диапазон рабочих частот однокольцевых ССЧ с ФАП определяется полосой перестройки ГУН, лежащей в пределах от нескольких процентов до октавы. В то же время, во многих случаях коэффициент перекрытия диапазона синтезаторов КВ-УКВ-радиопередатчиков может составлять несколько декад. В подобной ситуации более предпочтительным может оказаться использование в одном ССЧ нескольких колец ФАП, что позволит не только обеспечить выполнение условия>>, но и получить результирующий>> 1 при коэффициентах перекрытия диапазона каждого из колец менее октавы.

В таких ССЧ существенное увеличение достигается за счет использования в алгоритме частотообразования не только операций деления и умножения, но и алгебраического сложения частот. Для этого в тракт ССЧ вводятся сумматоры частот (СЧ), представляющие собой каскадное соединение смесителя СМ и не перестраиваемого ПФ (рис. 2.10,а). Если на входы 1 и 2 смесителя поступают квазигармонические колебания с частотами исоответственно, то сигнал на его выходе в общем случае будет содержать комбинационные составляющие с частотами, гдеg и r – любые положительные целые числа, включая нуль. Попутно отметим, что интервал по частоте между комбинационными составляющими равен наибольшему общему делителю чисел, равных и. Амплитуды комбинационных составляющих быстро убывают с увеличением их порядка. ПФ, подключаемый к выходу СМ, выделяет комбинационную составляющую второго порядка с частотойили.

Для упрощения начертания структурных схем ССЧ в дальнейшем будем пользоваться условным обозначением сумматора частот в виде, представленном на рис. 2.10, б, где знаком «+» или «–» будем обозначать, какая из комбинационных составляющих выделяется ПФ.

Все комбинационные составляющие, у которых , должны быть подавлены ПФ. Однако если частотыимогут изменяться в некотором диапазоне возможных значений, ряд комбинационных составляющих, у которых, также может попасть в полосу пропускания ПФ и не будет отфильтрован. Тем не менее, при определенном выборе значений частотиможно добиться того, чтобы в полосу пропускания ПФ помимо полезной комбинационной составляющей второго порядка попадали лишь комбинационные составляющие порядка выше, амплитуды которых пренебрежимо малы [11]. Обычно достаточно, чтобы= 6.

Так, если <и на выходе СЧ должна быть выделена суммарная частота, то необходимо выполнить условие

.

При выделении разностной частоты идолжны удовлетворять неравенству

1 > .

Однако диапазон изменения разностной частоты не должен превышать октавы. В противном случае следует использовать систему коммутируемых фильтров.

Примером реализации ССЧ с несколькими кольцами ФАП является структурная схема синтезатора, представленная на рис. 2.11. Поскольку ССЧ с кольцом ФАП является умножителем частоты, на схеме рис. 2.11 каждое из колец, выполненное по схеме рис. 2.7, представлено в виде умножителя с переменным коэффициентом умножения. Кроме того, в состав синтезатора включены делители частоты на 10 и СЧ.

Учитывая операции над частотами, осуществляемые в каждом из блоков ССЧ, для частоты сигнала на выходе синтезатора нетрудно получить

,

где – коэффициенты деления делителей с переменными коэффициентами деления в каждом из колец ФАП. Если при этом коэффициентыудовлетворяют соотношениям:;; ;;и+ +,

где = 1, 2, …, 9;и– максимальное и минимальное значения коэффициента деления вi -м кольце ФАП, то

. (2.15)

Как это следует из (2.15), в рассматриваемом ССЧ при Гц (– целое число) может быть реализован декадный принцип синтеза и установки частоты, а шаг сетки частот. Попутно отметим, что дальнейшее уменьшениеможет быть получено включением секции, аналогичной второй, между первой и второй (либо между второй и третьей) секциями (декадами). Каждая из дополнительно включаемых декад будет уменьшатьв 10 раз и в 10 раз увеличивать число частот в сетке.