2. Расчёт системы управления

2.1 Расчёт задающего генератора. Исходные данные для расчёта: 1) частота следования выходных импульсов f₃₂=6f=6∙50=300 Гц; 2) напряжение источника питания микросхем U_п2=5В. В качестве микросхемы DD1 применена микросхема 133ЛАЗ.

1.С целью унификации элементов используем симметричный мультивибратор, т.е. C1=C2; R1=R2. Определяем сопротивление резисторов R1=R2 из условия

,

ВВЕДЕНИЕ 6

3 Элементная база 26

где - входное сопротивление закрытой микросхемы; - входной ток закрытой микросхемы;- пороговое величина напряжения, при котором отпирается логический элемент. Типовые значения указанных параметров для ТТЛ-схем характеризуются следующими величинами [2;6]:;;. Принимаем;;.

В соответствии с рекомендациями по применению микросхем серии К155, приведенными в [8] сопротивление резистора R4 выбираем условия

Принимаем . Ёмкость конденсатора С3 подбираем экспериментально; принимаем С3=0,047 мкФ. Для разряда конденсатора С3 включаем резистор R3 с сопротивлением 10 кОм.

2.2 Расчёт двухтактного выходного усилителя мощности.

Исходные данные для расчета; напряжение питания выходных усилите­лей U_п1=20 В; частота следования выходных импульсов f = 500 Гц; амплитуда входного управляющего импульса, соответствующая уровню логической «1» на выходе элементов ДД1...ДД2, ; максимальный ток коллектора силового транзистора инвертора (определяется при расчете силовой части). Выходные обмотки усили­теля нагружены на эмиттерные переходы силовых транзисторов ти­па КТ908А.

1. Для снижения динамических потерь, обусловленных инерцион­ностью выключения силовых транзисторов инвертора. Определяем требуемую амплитуду управляющего тока, необходимую для насыщения силового транзистора инвертора:

,

где - минимальный статический коэффициент передачи тока базы транзистора КТ908А;b - коэффициент насыщения транзистора, значение которого выбирается равным b= 1,3...2. Принимаем b= 1,5.

2.Определяем среднее значение тока через диод VD1:

.

В качестве диода VD, создающего задержку отпирающего импульса тока, используем низкочастотный кремниевый диод КД202Б с парамет­рами: допустимый средний ток I_aдоп = 1 А; допустимое обратное напряжение

U_обрдоп = 50 В .

3.Определяем амплитуду управляющего напряжения U_y на выходных обмотках усилителя.

Задаёмся величиной падения напряжения на токоограничительном резисторе R1 из условия , где– падение напряжения на эмиттерном переходе открытого силового транзистора.

По входной характеристике транзистора KT908A, снятой при, для тока базы находим. Принимаем

.

По статической вольт-амперной характеристике диода КД202Б при токе определяем прямое падение напряжения на дио­деVD1

U_VD1=0,82 B. Амплитуда управляющего напряжения на выходных обмотках усилителя .

Амплитуде U_y не должна превышать максимально допустимого обрат­ного напряжения между эмиттером и базой для выбранного типа тран­зистора.

Для транзистора КТ908А ; для уменьшения времени

рассасывания избыточных носителей на базе силовых транзисторов в качестве диода VD2 используем высокочастотный диод типа КД212А с параметрами: допустимый выпрямленный ток ; допусти­мое обратное напряжение; импульсный ток (при длительности импульса до 10 мс); допустимая рабочая частота 100кГц.

4.Сопротивление токоограничивающего резистора в цепи базы транзистора инвертора

Принимаем R₁=4,4 Ом

Мощность, наделяемая в резисторе R₁

Выбираем безындуктивный резистор типа CF-25(C1-4)-0,25 Вт-4,3 Ом.

5.Определяем максимальный ток коллектора открытого транзис­тора усилителя в режиме насыщения:

где - КПД усилителя)- паде­ние напряжения на открытом транзисторе в режиме насыщения; прини­маем;

- прямое падение напряжения на открытом диоде. Принимаем

.

6.Максимальное напряжение между эмиттером и коллектором ваяритого трагадатора VT1:

По полученным значениям ,выбираем транзистор типа КТ630Г с параметрами; допустимый тек коллектора; статический коэффициент передачи тока базы В_ст=40…120; граничная частота усиления в схеме в общим эмиттером f_B =50 мГц; максимально допустимая мощность рассеяния Р_к.доп = 0,8 Вт; U_кэ.доп = 100 В.

7. Прямой ток через диод VD4:

Выбираем диод КД 212А

8.Определяем ток базы, необходимый для насыщения транзистора усилителя:

Где b₁ = 2 – коэффициент насыщения.

9.По входной характеристике транзистора КГ630Г для тока определяем напряжение между эмиттером и базой насыщенного транзистора .

Сопротивление нагрузки логического элемента ДД1.1

Принимаем R₂ = 1750 Ом.

.

10.Определяем выходной ток микросхемы ДД1.1 при логическом нуле на её выходе:

где - напряжение питания логических элементов;- напряжение выходного сигнала «0» микросхемы 1331А8; - допустимый выходной ток микросхемы. Если неравенство невыполняется, то для согласования выводов логических элементов с входом усилителя необходимо применить еще один каскад промежуточного усиления. С целью сохранения требуемых фазовых соотношений в качестве такого каскада целесообразно использовать эмиттерный повторитель в дискретном иди интегральном исполнении (например, микросхему 149 КТ1Б).

11.Потери мощности на транзисторе в режиме переключения

,

Где постоянная времени транзистора; -

коэффициент, зависящий от схемы усилителя и коэффициента насыщения транзисторов b₁

Для двухтактного усилителя с нулевой точкой значения в зависимости от величиныb₁ определяются из табл. 5.1. При b₁ = 2 . Так как граничная частота усиления транзисто­рf , мощностью потерь на переключение можно пренебречь.

Таблица 2.1– Зависимость

b1	1	1,5	2	2,5	3	3,5	4
	0,685	0,71	0,754	0,82	0,89	0,98	1,13

12.Суммарные потери в транзисторе (мощностью потерь в режиме отсечки пренебрегаем) .

Убеждаемся, что

.

Выбираем конденсатор с ёмкостью 0,1 мкФ.

13.Максимальное обратное напряжение и максимальный ток обратных диодов VD3, VD6:

Выбираем диоды Д223А с параметрами: ;.

16. Выходной трансформатор TV1 рассчитываем по методике, приведённой в [1]. В качестве материала сердечника трансформатора выбираем сталь Э350 толщиной 0,08 мм.

Габаритная мощность трансформатора

В соответствии с рекомендациями [1] для , частоты 500 Гц и выбранной марки стали принимаем максимальное значение индукции в сердечнике B_т = 1,2 Тл; плотность тока в обмот­ках δ = 6 А/мм²; КПД трансформатора ; коэффициент за­полнения окна медьюk_м = 0,1; коэффициент заполнения сердечника k_c = 0,86.

18. Определяем произведение площади сечения магнитопровода

Из справочника выбираем торроидальный магнитопроиод ОЛ/26-12,5, для которого ;

19.Число витков первичной обмотки трансформатора

20.Число витков управляющей обмотки

21. Действующее значение тока в первичной и вторичной обмотках:

22. Диаметр провода первичной и вторичной обмоток:

.

Выбираем провод ПЭЛШО диаметром 0,18 мм и 0,38 мм.

Система управления трёхфазным автономным инвертором напряжения с пофазной коммутацией.

Функциональная схема системы управления (рис. 2) включает задающий генератор ЗГ, логическое устройство ЛУ, состоящее из делителя Д, распределителя импульсов Р и дешифратора ДШ, и выходные формирователи ВФ.

Последовательность импульсов, формируемых ЗГ, делителем и распределителей импульсов распределяются по 13 каналам. ДШ преоб­разует сигналы делителя и распределяются в импульсы управления выходными формирователями, которые формируют импульсы необходимой мощности для управления рабочими и коммутирующими тиристорами инвертора.

ЗГ и ВФ могут быть выполнены по схемам, Рассмотрим принцип построения логического устройства системы управления. В инверторе с пофазной коммутацией рабочие тиристоры отпираются длинными импульсами (при индуктивной нагрузке). ЛУ должно сформировать импульсы необходимой длительности и распределить их по шести каналам (по количеству работах тирис­торов), сдвинутых друг относительно друга на 60°.

Рисунок 2.1 – Схема управления

Из принципа работы инвертора с двухступенчатой пофазной коммутацией следует, что для запирания рабочего тиристора необходимо открыть соответствующий коммутирующий тиристор. Причем, при отпирании второго рабочего тиристора той же фазы необходимо повторно открыть тот же коммутирующий тиристор для дозаряда коммутирующего конденсатора.

Таким образом, на коммутирующие тиристоры необходимо подавать спаренные короткие импульсы. Вместо двух короткий импульсов на ком­мутирующие тиристоры можно подавать один импульс, длительность ко­торого должна быть такой, чтобы он в момент включения второго ра­бочего тиристора фазы еще удерживал коммутирующий тиристор в от­крытом состоянии.

Сложность логической части системы управления определяется алгоритмом работы рабочих и коммутирующих тиристоров. Поскольку время, предоставляемое рабочим тиристором для их выключения, должно быть равно не менее 45 мкс (см. расчет силовой части), то временной интервал между началами импульсов, поступающих на коммутирующие тиристоры, должен быть равен или больше 45 мкс. Если этот интервал принять за минимальный период повторе­ния импульсов с выхода 12 делителя на DD1, то частоту их можно определить из выражения

. С целью выделения двух спаренных импульсов в каждом канале управления комму­тирующими тиристорами эти импульсы делятся на восемь в делителе и на шесть в регистре. Общий коэффициент деления составляет 48. От­сюда частота ЗГ будет:

.

Распределитель импульсов РИ, выполненный на D-триггерах (DD2, DD3), представляет собой счетчик Джонсона. РИраспределяет импульсы по шести каналам. Частота входных импульсов РИ . Импульсы с такой частотой поступают на вход РИ с DD1(11).

Дешифратор ДШ, выделяющий импульсы длительностью 2π/3 для управления рабочими тиристорами и по два спаренных коротких импульса длительностью 26 мкс для управления коммутирующими тиристорами, выполнен на микросхемах (DD4…DD20) и описывается логическими уравнениями:

;

;

;

;

;

;

;

;

;

;

;

;

Здесь y₁…y₆ - длительность импульсов, сформированных для соответствующих рабочих тиристоров; у₇…y₁₂ – импульсы, сформированные для коммутирующих тиристоров.

Схема, изображенная на рис. 2, позволяет реализовать эти уравнения на микросхемах 155-й серии.

DD1 – К155ИЕ5; DD2, DD3 – К155ТМ2; DD4, DD5, DD20 – К155ЛА3; DD6, DD7 – К155ЛН1; DD8…DD19 – К155ЛА2.