Активные элементы аис

Интегральные биполярные транзисторы (ИБТ).

Структуры транзисторов.

npn-ИБТ pnp-ИБТ

Э Б К П К Э Б П

^{n+ p n+ p p+ p+ n+ p}

p n p _n+

_n+

n -p-n p-n-p (вариант 1)

Э БК кк КК Э БК

p-n-p (вариант 2)

П Т

И З С П БК

_{n+ p n+ ð+}

_{n p} Э К n

М ДПТ

П И З С И З С П(+U_ИП)

n+ p n+ n p+ p+

Электрические характеристики транзисторов. (Все выводы на примере npn- ИБТ).

Считаем ИБТ идеальным прибором. Можно измерить экспериментально две ВАХ прибора: входную и выходную. В аналоговых схемах используют транзисторы только в нормально активном режиме работы (НАР).

I_К I_К НАР I_Б

U_БЭ U_КЭ

Нелинейные ВАХ идеального ИБТ для НАР хорошо описываются следующей системой уравнений Эберса-Молла:

I_Э = I_Э0exp(U_БЭ/_T),

I_Б = I_Б0exp(U_БЭ/n_Т),

I_К = = I_К0exp(U_БЭ/_T).

Хорошо известны соотношения между токами ИБТ для НАР:

I_К = _NI_Б, I_К = _N I_Э , U_БЭ = _Tln(I_Э/I_Э0).

Будем считать, что используются транзисторы с большими значениями коэффициента

усиления , поэтому _N  1, а I_К  - I_Э .

Усилительные параметры транзистора зависят от площади эмиттера, тока эмиттера,

Температуры и частоты сигнала.

_N _N  fА_Э, I_Э, , .

M, ,

m = 2 - 4.

Б I_K I_К = ß_NI_Б _N=f(A_Э)

I_Б I_Э I_Б I_Э пов.рекомб. оттесн. Э-тока

модуляция r_б и w_Б



I_Э

В рабочей области ИБТ в АИС будем считать коэффициенты усиления постоянными. Нелинейность характеристик транзистора учитывается при помощи определения дифференциальных проводимостей.

Для понимания работы ряда схем удобно рассматривать транзистор, как прибор с передаточной проводимостью (I_K = f(U_БЭ)), т.е. зависимостью выходного тока от входного напряжения. (Пример для схемы с общим эмиттером, ОЭ)

Для ИБТ определяются следующие проводимости транзистора g_ij (иногда их называют крутизнами S). Все параметры получаются в результате дифференцирования соответствующих уравнений Эберса-Молла:

входная динамическая проводимость g_ЭБ = dI_Э/dU_ЭБ  I_Э/_T = g_m ;

входная динамическая базовая проводимость g_БЭ = dI_Б/dU_БЭ = I_Б/n_T =

= I_K/_T= g_m/;

передаточная динамическая проводимость g_m = dI_K/dU_БЭ = -I_K/_T = g_m ;

выходная динамическая проводимость g_КЭ = dI_К/dU_КЭ =

= (dI_К/dI_К0)(dI_К0/dW_Б^*)(dW_Б^*/dU_КБ)(dU_КБ/dU_КЭ) 

 [exp(U_БЭ/_T)](-I_К0/W_Б^*) (dW_Б^*/dU_КБ)1.

Введем параметр «напряжение Эрли» U_A или коэффициент модуляции ширины базы:

1/U_A = - (1/W_Б^*)(dW_Б^*/dU_КБ), величина U_A = -100 … - 300 В.

Напряжение Эрли, характеризующее величину модуляции ширины базы, можно определить при помощи экспериментальних ВАХ ИБТ:

I_K

-

- U_A U_КЭ

Величина тока коллектора сильно зависит от U_БЭ и почти не зависит от U_K, слабая зависимость I_K = f(U_K) проявляется через эффект Эрли (модуляции ширины базы), можно записать:

I_К0 = f(W_Б^*), W_Б^* = (W_{бметаллург.pn} - W_{ОПЗ в Б обл.}), I_К0 = 1/W_Б^*;

Теперь выходная проводимость

g_КЭ = [I_K0exp(U_БЭ/_T)]/U_A = I_K/U_A.

динамическая проводимость коллектора g_K = f(g_КЭ) = I_К/U_K. Определение этого параметрапредставлено ниже.

Обратная величина проводимости – сопротивление, поэтому используют соответствующие определения динамических сопротивлений (примеры для схемы с ОЭ). Сделаем расчеты этих сопротивлений для величины тока 1 мА:

входное сопротивление (входной импеданс для малого сигнала)

r_Э = 1/g_m = _T/I_K = 25мВ/1mA =25 Ом

при комнатной температуре.

Это собственное сопротивление эмиттера, всегда включенное последовательно в Э- цепи не позволяет выходному сопротивлению транзистора в схеме ЭП стать равным нулю, а коэффициенту усиления в той же схеме - превысить единицу.

входное динамическое базовое сопротивление

r_вх = 1/g_БЭ= /g_m  2,5 кОм;

выходное динамическое сопротивление

r_КЭ = 1/g_КЭ = U_А/I_К,

величина r_КЭ  200 кОм;

Выходная и передаточная проводимости транзистора пропорциональны току коллектора, поэтому их отношение есть некоторая константа:

g_m/g_{КЭ =} r_КЭ /r_Э =(I_K/_T)/(I_K/U_A)=U_A/_T _{при UA=200 В} =8000  f(I_K).

Таким образом, ток коллектора зависит сильно от входного напряжения, а от выходного почти не зависит, поэтому можно получать очень большие коэффициенты усиления даже на одном транзисторном каскаде, особенно при использовании активных нагрузок, обеспечивающих высокое выходное сопродивление усилителя.

Расчет проводимостей транзистора можно вести при помощи следующей схемы:

динамическая проводимость коллектора g_К

U_K I_K

I_Б =g_mU_БЭ/_N g_mU_БЭ Найдем g_K=I_K/U_K:

g_КЭ

U_БЭ

Z_Б Z_Э I_Э= -(I_Б + I_К)

В идеальном транзисторе g_КЭ = 0, I_К = g_mU_КЭ .

В реальном транзисторе по правилам Кирхгофа:

I_K = g_mU_БЭ + g_КЭU_K_UKUКЭ; (х)

U_БЭ = U_Б - U_Э, так как U_Б = - I_Б Z_Б , U_Э = -I_ЭZ_Э = (I_Б +I_К)Z_Э, то

U_БЭ = -I_БZ_Б - (I_Б + I_К)Z_Э = -I_КZ_Э - I_Б(Z_Б+Z_Э) = -I_KZ_Э - (g_mU_БЭ/_N)(Z_Б+Z_Э).

Решаем последнее уравнение относительно U_БЭ:

U_БЭ = -I_КZ_Э/[1+ (g_m/_N)(Z_Б+Z_Э)],

подставим это выражение в (х):

, приведем подобные:

.

Теперь можно найти величину динамической проводимости коллектора как функцию выходной динамической проводимости коллектора:

Подставим определения проводимостей через температурный потенциал и напряжение Эрли:

.

При Z_Э= 0 получим результат g_K = I_K/U_A = g_КЭ и не зависит от Z_Б. r_K  0.2 Мом.

При Z_Э  0 и (I_K/_T)Z_Э>>_N проводимость коллектора будет ограничена величиной

g_K  I_K/(_NU_A)  50 нСм,

r_K  _NU_A/I_K  20 МОм .

ЛЕКЦИЯ 5.

Используя понятия проводимостей или сопротивлений транзистора, можно построить эквивалентную схему ИБТ. Любая проводимость для любой схемы включения может быть представлена как

, где k,l - Э, Б, К, П.

Для схемы включения транзистора с общим эмиттером (ОЭ), где эмиттер - общий электрод для входного и выходного сигнала, получим эквивалентную схему:

Б Б^’ С_К K^’ r_K K К U_КЭ

r_Б r_БЭ С_БЭ r_КЭ g_mU_БЭ С_КП U_КЭ Б

U_БЭ R_нагр

U_БЭ Э П

Э

Генератор тока коллектора I_K = g_mU_БЭ в терминах крутизны записывается как SU_БЭ,

где S = g_m = - dI_K/dU_БЭ  I_Э/_T.

Сопротивления r_Б и r_K – это омические сопротивления тела базы и коллектора соответственно. Б^’ , K^‘ внутренние потенциалы электродов в идеальном транзисторе.

Сопротивление входное динамическое r_вхБЭ = n_T /I_Б _N_T I_Э _N  S = _N /g_m.

g_m = _N/r_вхБЭ.

Сопротивление входной цепи r_вх = R_Г + r_Б.+ g_m^-1.

Сопротивление выходное динамическое r_КЭ =1/g₀ = 1/g_КЭ = U_A /I_K = f(W_Б^*).

В выходной цепи на нагрузочном сопротивлении формируется падение напряжения U_вых = I_K [(R_н+r_K)g₀^-1]  -g_mU_БЭR_н при малых величинах сопротивления тела коллектора и R_н << g₀^-1.

Емкости С_К и С_КП - это распределенные барьерные емкости p-n- переходов Б-К и К-П.

Емкость С_БЭ - это суммарная диффузионная и барьерная емкости перехода Э-Б.

С _Э =С_БЭ ₀

С_эбар +С_эдиф r_Б(С_К+С_Э) +r_К(С_К+С_П)

I_Э I_Э

Все параметры эквивалентной схемы должны отражать распределенный характер интегральной структуры, чаще всего используют полуэмпирические коэффициенты, позволяющие уточнить значения сопротивлений и емкостей, а, значит, и токов и потенциалов в транзисторной структуре. Такие полуэмпирические коэффициенты могут зависеть от рабочей точки транзистора.

Частотная зависимость параметров транзистора.

Частотная зависимость коэффициента передачи тока _N и усиления тока _N в транзисторе, включенном с схеме с ОЭ, аппроксимируется функцией однополюсника:

, log, log

г де _ = 2f_ - называется частота среза , 6 дб/октаву

_  -3дБ. Здесь параметр  уменьшается

 в 1.4 раза.



_ _T/ _T()_-3дБ log

До частот, равных частоте среза можно считать коэффициент усиления постоянным, поэтому по этой величине определяют полосу пропускания сигнала без искажений.

Частотная зависимость  показана на графике на основании известного соотношения

, а поскольку в ступенчатой транзисторной структуре существует фазовый сдвиг сигнала, то его учитывают эмпирическим фазовым множителем

где m  0.4.

Граничная частота усиления транзистора - частота _Т, при которой коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ становится равным единице

_T  при _N = 1  _N. Можно показать, что

_Т = _/(1+m_N)  _/(1+0.4),

а

_ = _Т/_N

- частота, при которой начинает снижаться (-3 дБ) коэффициент усиления .

По эквивалентной схеме получаем

Здесь первое слагаемое соответствует времени перезаряда взодных барьерных емкостей током базы, второе – времени перезаряда выходных барьерных емкостей коллекторным током, а последнее – учитывает вклад диффузионных емкостей транзистора в частотные характеристики усилителя. Далее вкладом первой составляющей пренебрегаем, считая ток базы малым.

Оценим постоянную времени, соответствующую граничной частоте:

_Т = 1/ = _N/[r_K(C_БЭ+C_K)]  g_БЭ/(C_БЭ+C_K).

Величина _Т измеряется на базовой клемме при наличии источника сигнала на входе и заземленном по переменному току коллекторе.

При помощи полученного выражения можно определить величину емкости С_БЭ , если известна величина _Т на определенном токе I_Э :

. f_T Мгц

100 оттеснение Э-тока

10 r_Б

С_барБЭ I_K мА

М алосигнальная частотная харак- 1

теристика транзистора показывает 0,001 0,01 0,1 1,0 10

снижение частоты на малых токах из-за

барьерной емкости перехода Б-Э, а на больших токах - спад обусловлен, прежде всего, эффектом оттеснения эмиттерного тока и модуляцией проводимости базовой области.

Максимальная частота генерации - определяется, когда усиление по мощности транзистора падает до единицы:

,

обычно f_T  400 МГц (_Т  2500МГц), а f_max  900 МГц.

Коэффициент усиления ИБТ в схеме с ОЭ с нагрузочным сопротивлением на средних частотах при  = const:

A_U = U_вых/U_вх= I_KR_н/U_БЭ = -g_mU_БЭR_н/U_БЭ = = -g_mR_н = -_NR_н/r_вх.

Покажем малосигнальные эквивалентные схемы транзисторов для других включений.

ИБТ. Схема с общей базой (ОБ).

Э К R_нагр

U_ЭБ С_БЭ r_ЭБ g_mU_ЭБ r_КБ С_КБ U_КБ

Б

Некоторые соотношения для параметров схемы:

.

Коэффициент усиления напряжения на средних частотах:

A_U = U_вых/U_вх = - _NR_нагр/r_вх = (R_нr_вых)/(1/g_m) = g_mR_нагр.

ИБТ. Схема с общим коллектором (ОК). Эмиттерный повторитель (ЭП).

Б С_БЭ Э

С_КБ r_вх g_mU_БК r_вых U_КЭ R_нагр

К