Рис.5.12 Схемы мостовых однофазных (а, б, в) и трёхфазной (г) схемы ПУВ.

Рис.5.13 Диаграммы токов и напряжений в схеме ПУВ по Рис.5.12а при La=0 и L_d.

Диаграммы токов и напряжений для схемы на Рис5.12а приведе-ны на Рис.5.13 применительно к случаю, когда ток в нагрузке идеально сглажен, а углы коммутации равны нулю.

Среднее значение выпрямленной э.д.с. в таком случае:

^π

E_d = ¹/_  E_mSintdt = E_do (1+Cos)/2 (E_do = ²/_E_m) (5-36)

^

а ток i_d через тиристоры и диоды протекает в виде прямоуголь-ных импульсов длительностью  =  и амплитудой I_d. При этом ток, потребляемый из сети, представляет собой последователь-ность чередующихся разнополярных прямоугольных импульсов длительностью - и амплитудой I_d. Основная гармоника фазного тока (пунктирная синусоида) сдвинута относительно э.д.с. питающей сети на угол φ = /2.

Рис.5.14 Временные диаграммы напряжений и токов в однофаз-ной мостовой схеме по Рис.5.12а при идеально сглаженном токе и L_a 0 (γ>0).

Если же учитывать процессы коммутации, то форма токов и э.д.с. будет такой, как это показано на Рис.5.14. Коммутация тиристоров Т1 и Т2 будет начинаться в моменты их отпирания, соответствующие углам , +, +2, +3, . . . .. Коммутация диодов в моменты спада э.д.с. сети до нуля, т.е. при углах 0, , 2, 3, . . . Длительность коммутации тиристоров рассчитывается по уже известному выражению

Так как коммутация диодов начинается при  = 0, то последнее выражение может быть упрощено

(5-37)

В течение периода сети в схеме на Рис.5.12б каждый из диодов D1 и D2 проводят ток в угловых промежутках от 0 до  и от  до + соответственно. Перерывы в токе диодов возникают в промежутки, когда открыты параллельные каждому из диодов тиристоры, т.е. Т1 для D1 и Т2 для D2. В остальном величина и форма выпрямленного напряжения, максимальное значение прямого и обратного напряжений на тиристорах и диодах в схеме Рис.5.12б такие же как и в схеме Рис.5.12а. Значения углов коммутации для тех же углов  во второй схеме ПУВ (Рис.5.12б) совпадают с их значениями в первой схеме Рис.5.12а..

В третьей схеме ПУВ с симистором в цепи источника, питающего выпрямитель,¹ форма тока в симисторе при L_a= 0 и L_d  такая же как у входного тока в двух предыдущих схемах. Такая же форма выпрямленной э.д.с. и величина её среднего значения E_d. Отличие состоит в ступенчатой форме токов диодов с амплитудой I_d на интервале проводимости симистора и ≈ половинным от I_d значением на интервалах (0 и +), т.е. в моменты запертого состояния симистора.

Анализируя работу трёхфазной мостовой схемы ПУВ (Рис.5.12г) при непрерывном токе нагрузки и L_a= 0, рассматривают отдельно два диапазона углов регулирования: 0/3 и /3. Временные диаграммы фазных э.д.с. и напряжений на нагрузке (э.д.с. E_d) для первого диапазона показаны на Рис.5.14 и для второго на Рис.5.15. В обоих случаях кривая выходного напряжения получается несимметричной, поэтому для нахождения среднего значения E_d приходится брать два интеграла на периоде повторяемости кривой e_d(t).

Рис.5.15 Временные диаграммы напряжений и токов в трёхфазной мостовой схеме ПУВ при регулировании выпрямленного напряжения в диапазоне углов 0 /3.

Для первого диапазона (Рис.5.15) можем записать:

(5-38)

и для второго (Рис.5.16)

, (5-39)

где E_do = 323E₂/ = 36E₂/, (5-40)

Е₂- действующее значение фазной э.д.с. трёхфазной сети, питающей УВ.

Рис.5.16 Временные диаграммы напряжений и токов в трёхфазной мостовой схеме ПУВ при регулировании напряжения в диапазоне углов   /3. Ток идеально сглажен и  = 5/12 (150эл).

В результате анализа схем на Рис.5.12 следует вывод о том, что регулировочная характеристика ПУВ описывается одинаковыми выражениями для однофазных (5-36) и трёхфазных (5-38), (5-39) схем во всём диапазоне изменения угла . Отличие связано лишь с величиной E_do (сравни 5-36 и 5-40).

Коммутационные процессы при L_a  0 влияют на внешнюю характеристику ПУВ таким же образом как и в УВ и учитывают-ся с помощью дополнительного сопротивления R_экв в соответ-ствии со схемой замещения на Рис.5.10.

Диод D₀, включённый параллельно цепи нагрузки в силовой схеме выпрямителя (Рис.5.1), обеспечивает путь для протекания составляющей тока, возникающей под действием э.д.с. самоин-дукции. Вследствие этого ПУВ и электроприводы на базе ПУВ не могут работать в режиме инвертирования с рекуперативным тор-можением. Изменение полярности э.д.с. двигателя, возникаю-щее, например, при торможении, приведёт в схеме ПУВ к корот-кому замыканию через шунтирующий диод D₀, т.е. к дина-мическому торможению с выделением энергии торможения в ак-тивном сопротивлении якорной обмотки двигателя и на диоде D_o.

Отсутствие инвертирования было существенным недостат-ком ПУВ. Однако, они обеспечивали более высокий коэффициент мощности φ=(α+γ)/2 и достаточно широко использовались в нереверсивных электроприводах постоянного тока небольшой (до 5 кВт) мощности [3].

Рис.5.17 Регулировочная характеристика ПУВ

Шунтирующий диод D₀ практически исключает режим пре-рывистого тока, поэтому регулировочная характеристика ПУВ в относительных единицах определяется выражением:

.

Её графическое изображение показано на Рис.5.17 .

Учитывая замечание, сделанное в конце предыдущего параграфа, следует заметить, что более строгим с точки зрения сути процессов выполняемых схемами ПУВ, их как раз и следовало бы называть управляемыми выпрямителями. Они всего лишь преобразуют переменное напряжение (и ток) на входе ПУВ в постоянный на его выходе и при этом управляют величиной выпрямленного напряжения (без изменения знака). Они не способны обеспечить возврат энергии из цепи постоянного тока в цепь переменного, т.е. её инвертирование.

Контрольные вопросы и задачи.

1. Чем тиристор отличается от диода?

2.Что такое угол регулирования ? От какой точки он отсчитыва-ется на временных диаграммах при m = 2, m = 3 и m =6?

3. Что такое точка или момент естественной коммутации вентилей?

4.Каким образом угол  влияет на величину выпрямленного напряжения УВ? Что такое УВ?

5.Что такое регулировочная характеристика УВ? Как зависит она от э.д.с. в цепи нагрузки?

6.Что такое р.п.т. и р.н.т. ? Когда возникает р.п.т. при чисто активной нагрузке при m =2, m=3, m = 6?

7.Может ли возникнуть прерывистый ток при чисто индуктивной нагрузке УВ?

8.Как меняется зона прерывистого тока с увеличением числа фаз m УВ?

9.Что такое анодная индуктивность и как она влияет на величину выходного напряжения УВ?

10.Что такое угол коммутации и как он обозначается? Приведите выражение для расчёта угла коммутации.

11.Что такое внешняя характеристика УВ? В чём отличие внешней характеристики в р.п.т. от внешней характеристики в р.н.т.? Поясните, что такое граничный ток?

12.Как влияют индуктивности L_a , L_н и угол регулирования  на величину граничного тока?

13. Зачем нужен сглаживающий дроссель? Как можно рассчитать индуктивность сглаживающего дросселя?

14.Что такое ПУВ? Какие схемы ПУВ Вы знаете?

15.Чем отличается регулировочная характеристика ПУВ от регулировочной характеристики УВ?

16. Что такое инверторный режим и может ли он быть в ПУВ?

17. Какие Вы можете назвать достоинства и недостатки ПУВ по сравнению с УВ и с выпрямителем на диодах?

6. Зависимые инверторы

При анализе регулировочных E_d() и внешних U_d(I_d) харак-теристик УВ мы установили, что они определяют его как устрой-ство, обеспечивающее двухстороннее преобразование электри-ческой энергии между электрическими цепями переменного и цепью постоянного (однонаправленного) тока.

Когда цепь переменного тока является источником электри-ческой энергии, а цепь постоянного её потребителем, то такой ре-жим работы УВ принято называть выпрямительным. Если же цепь переменного тока оказывается потребителем энергии, а цепь постоянного тока – её источником, то такой режим работы УВ называют инверторным.

6.1 ПРИНЦИП ИНВЕРТИРОВАНИЯ.

Рис.6.1 К пояснению признаков источника и потребителя энергии в электрической цепи.

Установим вначале формальные признаки потребителя и источ-ника электрической энергии. На Рис.6.1а приведена идеализиро-ванная электрическая цепь из двух э.д.с. Е₁, Е₂ с нулевым внутрен-ним сопротивлением (например, из аккумуляторных батарей) включённых встречно, и резистора R, ограничивающего ток в замкнутом контуре. Стрелкой показан ток при Е₁  Е₂, а знаками + и (–) обозначены знаки взаимных потенциалов клемм каждого из трёх элементов этой цепи. Очевидно, что батарея Е₁ будет отда-вать электрическую энергию, разряжаясь, а батарея Е₂ будет её принимать, заряжаясь. Часть энергии батареи Е₁ расходуется на нагрев резистора R, который всегда является потребителем энер-гии, если только по нему протекает электрический ток.

Чтобы придать рассуждению формализм будем исходить из взаимного направления токов и э.д.с. для каждого из элементов цепи, характеризуя их с помощью векторов. Будем считать, что вектор э.д.с. батареи всегда направлен от её отрицательной клеммы к положительной. Падение напряжения в резисторе будем рассматривать как элемент с квази э.д.с. Е₃=IR и вектором этой э.д.с., противоположным направлению вектора протекающего по нему тока. По взаимному направлению векторов тока и э.д.с. (либо квази э.д.с.) на клеммах элементов цепи удобно судить о том какой из них является источником электрической энергии, а какой – её потребителем. В том случае, когда эти вектора совпадают, элемент является источником, если направлены встречно, то потребителем электрической энергии.

Используя такой признак, рассмотрим работу однополупери-одного выпрямителя на Рис.6.1_Б, заряжающего аккумуляторную батарею с э.д.с. Е_d. Знаки э.д.с. указаны для момента времени, когда тиристор пропускает ток. По направлению токов и э.д.с. в этот момент сеть е_с служит источником энергии, а первичная обмотка трансформатора – её потребителем. Вторичная обмотка е₂ снова служит источником по отношению к э.д.с. Е_d , т.е. происходит заряд батареи.

Чтобы вторичная обмотка стала приёмником энергии, а э.д.с. Е_d источником, достаточно изменить знак э.д.с. Е_d и включать тиристор V1 в те интервалы времени, когда направление тока и знак э.д.с. е₂ противоположны.

Тот же результат достигается, если изменить направление тока в цепи вторичной обмотки за счёт обратного тиристора V2, включая его в моменты, когда направление тока и знак э.д.с. е₂ так же оказываются противоположными. Такой метод инверти-рования используется в схемах реверсивных электроприводов с двумя комплектами тиристоров и в преобразователях частоты с непосредственной связью, но об этом мы поговорим в одной из следующих лекций.

В схеме на Рис.6.1в изменены знаки подключения Е_d и в первичную цепь добавлены другие потребители электрической энергии, включённые параллельно первичной обмотке трансформатора. Знаки на элементах схемы говорят о том, что первичная обмотка трансформатора е₁ вместе с е_с на интервале проводимости тиристора выполняют функцию источников энергии для остальных потребителей, подключённых к сети е_с.

Из изложенного следует, что зависимым инвертором может быть схема любого управляемого выпрямителя. Режим инвертирования задаёт система импульсно-фазового управления, задерживая включение тиристоров до появления временных интервалов, когда токи и э.д.с. во вторичных обмотках трансформатора оказываются противоположными. Необходим также источник постоянного тока, в котором направление тока и напряжения совпадало бы с проводимостью тиристоров.

Инверторы такого типа получили название зависимых или ведомых сетью потому, что этот режим работы УВ возможен лишь при наличии сети переменного тока, обеспечивающей коммутацию токов во вторичных обмотках трансформатора. Без сети переменного тока такие инверторы работать не могут.

2. ТРЁХФАЗНЫЙ ЗАВИСИМЫЙ ИНВЕРТОР.

Схема инвертора и диаграммы, поясняющие его работу, при-ведены на Рис.6.2. Входом инвертора является э.д.с. электричес-кой машины постоянного тока Е_г, работающей генератором (ис-точником). Положительный полюс источника Е_г через сглажива-ющий реактор L подключён к нулевой (общей) точке вторичных обмоток трансформатора, а отрицательный – к общей точке като-дов тиристоров. Здесь мы видим отличие от обобщённой схемы на Рис.5.1, где основным считался режим выпрямителя, а противо э.д.с. двигателя Е_н выполняла функцию потребителя электрической энергии.

Вентиль любой фазы может быть включён в моменты времени, когда значение напряжения вступающей в работу фазы выше, чем фазы заканчивающей работу. Например, в момент соответствующий углу _о на Рис.6.2_Б. Потенциал анода тиристора Т1 в этот момент выше потенциала катода, совпадающего с потенциалом э.д.с. вторичной обмотки е_2с.

Рис.6.2. Схема трёхфазного инвертора и диаграммы,

поясняющие его работу.

а) - силовая схема; б) – диаграммы напряжений;

в) – диаграммы токов тиристоров;

г) – диаграмма напряжения на тиристоре Т1.

Будем полагать, что индуктивность L обеспечивает идеаль-но сглаженный входной ток, воспринимая разность мгновенных значений постоянной э.д.с. электрической машины Е_г (источника) и пульсирующего входного напряжения инвертора u_d(t) – потре-бителя. Активными сопротивлениями цепей пренебрегаем т.е. R_н= r_a= 0. В этом случае среднее значение входного напряжения u_d(t) и э.д.с. машины Е_г должны быть одинаковыми. Пренебре-гаем также анодными индуктивностями фаз трансформатора, т.е. считаем, что X_a=L_a=0, =0 и, следовательно, отсутствуют иска-жения напряжения u_d(t) от процессов коммутации.

При идеально сглаженном непрерывном токе и отсутствии коммутации среднее значение напряжения инвертора можно по-лучить как результат интегрирования отрицательной полуволны фазной э.д.с. в пределах углового интервала от -^/_m- до ^/_m-

(6-1)

где  =  -  угол управления инвертором, отсчитываемый как дополнение до π угла α;

E_do= E_m ^m/_Sin^/_m – максимальная величина среднего значения противо э.д.с. инвертора при =0.

Учитывая, что  =  - , получаем вполне ожидаемый результат U_d = E_do Cos, т.е. регулировочная характеристика зависимого инвертора в р.н.т. совпадает с регулировочной характеристикой УВ. Фактически это характеристика одного и того же преобразовательного устройства. При углах управления   /2 имеет место режим выпрямителя, т.е. источника энергии для питания элементов в цепи постоянного тока и потребителя её из сети переменного тока. При   /2 устанавливается режим инвертора, т.е. устройства, которое становится потребителем энергии из цепи постоянного тока и источником энергии в сети переменного тока.

При фиксированном значении угла регулирования α > π/2 мощность потока энергии инвертора растёт с увеличением напряжения Е_г, а, следовательно, и с увеличением U_di инвертора. Однако в отличие от выпрямительного режима, допускающего работу при максимальной величине выпрямленного напряжения U_{d max}= E_do и значении угла регулирования  = 0, в инверторном режиме устойчивая работа с углом =0 невозможна. Инвертор теряет способность переключать входной непрерывный ток с фазы на фазу на стороне переменного тока (на своём выходе).

Из диаграммы на Рис.6.2 следует, что длительность отрицатель-ного межфазного напряжения, под действием которого на закан-чивающем работу тиристоре ток снижается, а на вступающем в работу нарастает, ровна углу управления (опережения) . За этот угловой промежуток тиристор должен после снижения тока до нуля восстановить свои управляющие свойства или попросту говоря перейти в запертое состояние. В противном случае после появления положительного напряжения (по истечении времени t = ) тиристор снова включится. Развивающийся под действием суммы напряжений Е_г и фазной э.д.с. ток, достигает недопустимо большого для тиристоров (аварийного) значения. Этот аварийный режим получил название «опрокидывание инвертора». Чтобы не допустить его необходимо выполнить условие _min  , где  = t_q, а t_q- величина, приводимая в каталогах, как время выключения тиристора. Для низкочастотных тиристоров t_q  250мкс (или. на частоте 50Гц угол  =4,5эл).

6.3 ВХОДНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ЗАВИСИМОГО

ИНВЕРТОРА при X_a=L0 (0).

В выпрямительном режиме напряжение U_d и ток I_d являются выходными величинами УВ, поэтому зависимость U_d = f(I_d) называют внешней (нагрузочной) характеристикой. В режиме инвертора поток энергии меняет направление, клеммы постоян-ного тока становятся входной цепью преобразователя, а зависи-мость U_di = f(I_d) называют уже его входной характеристикой.

В идеальном случае, когда индуктивности фаз равны нулю, инвертор способен переключать с фазы на фазу очень большие токи, за очень короткое время и без внутреннего падения напря-жения. Однако в реальных условиях питающая сеть содержит индуктивности L_a, которые при непрерывном входном токе «затягивают» процесс коммутации, требуют увеличения Е_г при неизменном значении угла , т.е. приводят к потерям напряжения в инверторе.

На Рис.6.3 представлены временные диаграммы входного напряжения инвертора u_di (а), входного тока i_d (б) и напряжения на тиристоре u_a.k (в) с учётом процессов коммутации.

Рис.6.3 Коммутационные процессы при инвертировании.

На интервале коммутации напряжение u_di(t) как и в режиме выпрямителя изменяется по закону полусуммы фазных э.д.с.. Среднее значение коммутационных потерь, как мы уже установили в предыдущей лекции

1 _ I_d mX_a

U_ =   u_di(t)dt =  = Е_do[Cos - Cos(+)]

2/m ^о 2

В отличие от выпрямительного режима коммутационные падения напряжения в режиме инвертирования не уменьшают, а увеличивают по модулю напряжение U_di. Это следует из временной диаграммы на Рис.6.2а и из уравнения

- U_di(I_d) = - E_doCos - U_ = - E_doCos - I_d mX_a/2

или в относительных единицах

U_di^(I_d^) = K_m Cos + U_^ = K_m Cos + I_d^ , (6-3)

где U_di^= U_di/E_m – относительная величина входного напряжения инвертора,

U_^= U_ /E_m - относительная величина коммутационного падения напряжения при переключении фаз инвертора,

I_d^= I_d/ I_dmax - относительная величина входного тока инвертора,

I_dmax= E_m 2 /mX_a – базовое значение для входного тока инвертора,

K_m= E_do/E_m= ^m/_Sin^/_m- коэффициент периодичности,

(-E_m)- базовое значение напряжения инвертора (амплитуда фазной э.д.с. E_m= 2E₂).

На Рис.6.4 изображены совмещённые регулировочная и семейство входных характеристик зависимого инвертора в р.н.т. Они построены по выражению (6-3) и имеют линейно нарастающий вид.

Интервал коммутации  увеличивается с увеличением входного тока I_d, а вместе с ним приходится увеличивать и угол _min, чтобы обеспечить надёжное переключение тиристоров (токов фаз). Его величину приходится устанавливать такой, чтобы удовлетворялось условие (_min- )  . Это следует из диаграммы на Рис.6.3в.

Максимально-допустимая величина среднего за интервал 2/m падения напряжения от инвертируемого тока I_d должна быть не более значения

U_доп = I_d mX_a/2 2E2^m/_2Sin^/_m [Cos - Cos(+ _доп)] =

=2E2 ^m/_2 Sin^/_m [Cos(-_min) - Cos(-_min + _доп)],

или в относительных единицах

U_доп^ = I^_d  K_m [Cos(-_min) - Cos(-_min+ _доп)]/2

полагая _min = _доп + , можем записать:

U_max^ = I^_d  K_m [Cos(-_доп - ,) - Cos(-  )] /2 (6-4)

Граничная входная характеристика, удовлетворяющая условию (6-4), приведена на Рис.6.4 в виде ограничительной линии U^*_bmax(I^*_d). При её формировании минимальный угол опережения _min поддерживается таким, чтобы при данном входном токе после окончания коммутации (снижения до нуля тока в запира-ющемся тиристоре) оставался угол  достаточный для восстанов-ления запирающих свойств этого тиристора, т.е. угол  = t_q.

Практически в реальной системе управления инвертором алгоритм «слежения» за током I_d и реализации граничной характеристики _min = f(I_d) не используется. Обычно устанавливается предел в области допустимых значений угла   _min = _max+ . Где угол _max вычисляется по выражению (5-32) из предыдущей лекции для величины тока I_d= I_dmax и угла регулирования  =  - .

Рис.6.4. Внешние характеристики зависимого инвертора (β = π – α).

Одним из примеров использования зависимого инвертора в регулируемом электроприводе в дополнение к уже упомянутому постоянному току можно указать на электропривод, выполненный по схеме асинхронно- вентильного каскада (Рис.6.5). Функцию источника постоянного тока I_d в этой схеме выполняет выпрямитель э.д.с. ротора асинхронного двигателя.

Рис.6.5. Пример использования зависимого инвертора в электроприводе с асинхронным двигателем с фазным ротором (асинхронно-вентильный каскад).

Схема асинхронно-вентильного каскада достаточно широко используется для пуска и «частичного» регулирования скорости высоковольтных асинхронных двигателей с фазным ротором [3].