492_Nosov_V._I.__Metody_povyshenija_pomekhoustojchivosti_sistem_radiosvjazi_..

На рис. 3.22 представлено распределение частотно-временной области при формировании OFDM сигнала.

OFDM символ представляет собой совокупность спектральных отсчётов всех поднесущих частот на дискретном интервале времени, определяемом длительностью символа TS (рис. 3.22).

В подразделе 3.5 отмечено, что количество выборок (отсчётов) при ОБПФ и БПФ выбирается равным NIFFT NFFT 2n .

Рис. 3.21. Формирование цифровых сигналов синфазного и квадратурного каналов при 16-QAM

Это ограничение обусловлено наличием большого числа оптимизированных по скорости алгоритмов FFT/IFFT именно под эти размеры. При этом необходимо, чтобы размер IFFT всегда превышал используемое количество поднесущих частот

NIFFT 2n Nисп подн.

(3.52)

где Nисп подн. – количество используемых поднесущих частот (информацион-

ных и пилотных).

161

f 1TS

TS

Рис. 3.22. Сегментация OFDM сигнала по частоте и времени

Кроме информационных поднесущих необходимо использовать и так называемые пилотные поднесущие частоты. Эти поднесущие содержат заранее известные на приемной стороне значения частот, фаз и амплитуд несущих частот и служат для оценки качества канала передачи и синхронизации оборудования передающей и приемной частей системы. Значения параметров, передаваемых в этих ячейках, тщательно выбираются с целью оптимизации характеристик системы, особенно начальной синхронизации и надежности приема сигнала (рис. 3.23).

Структура кадра OFDM

Кадр OFDM включает в себя несколько OFDM символов. При выборе структуры кадра OFDM необходимо обеспечить быстрое вхождение в синхронизм демодулятора приёмника. Структура кадра OFDM, показана на рис. 3.23.

162

f

f

TS

t

Рис. 3.23. Распределение информационных и пилотных поднесущих частот

вкоординатах частота-время

Врассматриваемом примере кадр состоит из 10 символов OFDM, которым присвоены номера от 1 до 10. Длительность кадра равна Tкадра 10 TS , где дли-

тельность символа определяется суммой рабочего и защитного	интервалов
Ts Tраб Tзащ . Символ OFDM в рассматриваемом случае содержит	Nисп подн 26

поднесущих частот, которые пронумерованы от nмин =1 до nмакс = 26. Так как необходимо, чтобы размер IFFT NIFFT 2n Nисп подн. всегда превышал используемое количество поднесущих частот, используемый размер IFFT в данном случае составляет NIFFT 25 32.

Для работы приемного устройства необходимо совместно с информационными сигналами передавать опорные (пилотные) сигналы, во-первых, сигналы для фазовой автоподстройки опорных частот демодулятора, во-вторых, – сигналы тактовой синхронизации функциональных блоков демодулятора, в-третьих, – сигналы для оценки состояния радиоканала, в-четвертых, – сигналы управления демодулятором, содержащие информацию об используемых режимах модуляции. Для всех этих целей в каждом кадре OFDM выделено 37 пилотных поднесущих (рис. 3.23), которые по сравнению с информационными поднесущими передаются с повышенной на 2,5 дБ мощностью.

163

Для фазовой автоподстройки опорной сетки когерентных частот демодулятора используются так называемые фиксированные пилотные поднесущие (рис. 3.23), частотные позиции которых в каждом символе OFDM постоянны. Всего для этой цели в рассматриваемом случае используется соответственно 16 фиксированных пилотных поднесущих частот. Фиксированные пилотные поднесущие частоты модулируются опорной псевдослучайной последовательностью.

Для повышения помехоустойчивости системы OFDM и снижения вероятности ошибок в демодуляторе необходимо проводить оценку текущего состояния амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) сквозного радиотракта, на основании чего производится расчет текущей переходной характеристики радиотракта и выбирается оптимальный временной интервал ("временное окно") для декодирования информационных сигналов.

Для этой цели используются так называемые рассредоточенные пилотные поднесущие (рис. 3.23), частотные позиции которых внутри кадра OFDM смещаются при переходе от одного символа OFDM к другому символу OFDM (рис. 3.23). Причем эти изменения номеров рассредоточенных несущих производятся в рассматриваемом случае с периодом 4 символа OFDM, т.е., например, частотные позиции рассредоточенных несущих в символе OFDM c номером 1 и номером 5 совпадают. В результате такого периодического сдвига частот рассредоточенных опорных поднесущих происходит более точное частотное сканирование сквозной АЧХ радиотракта. В рассматриваемом случае для этой цели используются 21 рассредоточенная пилотная поднесущая частота, которые модулируются опорной псевдослучайной последовательностью.

На расположение пилотных поднесущих накладываются ограничения

f	пилот		N	,	(3.53)
			2 W max

где fпилот – разнос частот соседних пилотных поднесущих; N – число под-

несущих в системе; W – ширина полосы частот, занимаемая системой; max – максимальная задержка в канале связи.

Если соотношение (3.53) не выполняется, то амплитудно-фазовые соотношения на соседних пилотных поднесущих частот становится не коррелированными. Следовательно, достаточно точное восстановление передаточной характеристики канала связи с использованием таких пилотных поднесущих частот не представляется возможным.

Так как в настоящее время используются адаптивные системы радиосвязи, то для передачи сигналов управления демодулятором и декодером на приёмную

164

сторону передаются сообщения, относящиеся к канальному кодированию и модуляции: позиционность модуляции; величина защитного интервала; скорость внутреннего кода. Для этой цели используются либо специально выделенные поднесущие частоты, либо логические каналы.

Технология OFDM обеспечивает высокую степень свободы в выборе параметров системы радиосвязи, благодаря возможности комбинирования схем модуляции, скоростей кодирования, защитных интервалов, режимов приема, качества покрытия и принципов организации сети.

Большое количество возможных комбинаций изменяемых параметров модуляции и кодирования в технологии OFDM позволяет автоматически выбирать наиболее эффективный для решения поставленных задач режим работы сети.

Исходя из принципа построения алгоритмов ОДПФ (рис. 3.17 и 3.18), перед его проведением осуществляется преобразование входной последовательности спектральных отсчётов с использованием их перестановки (инверсии частотного спектра) (рис. 3.15). Инверсия спектра на входе блока ОБПФ необходима для того, чтобы при формировании OFDM радиосигнала в I Q модуляторе получить полосу модулированного сигнала BW fmax , а не BW 2fmax при отсутствии инверсии спектра.

Перед рассмотрением вопроса инверсии спектральных отсчётов рассмотрим свойства спектральных отсчётов на выходе блока БПФ. Поскольку на выходах блока модуляторов используются синфазная I (действительная Re) и квадратурная Q (мнимая Im ) части комплексных спектральных отсчётов, то нас будут интересовать характеристики реальной и мнимой частей спектральных отсчётов.

Как следует из подраздела 3.5, на выходе блока БПФ нулевой отсчет спектра S 0 (3.41) есть постоянная составляющая сигнала, мнимая часть которой равна нулю. Так как, NFFT 2n всегда четное, то центральный спектральный отсчет

S N2 также не имеет мнимой части (3.42). Исходя из этих свойств спектраль-

ных отсчётов, действительную и мнимую части спектральных отсчётов S k при

NFFT 32 можно представить в виде рис. 3.24. Поскольку на выходах блока модуляторов используются синфазная I (действительная Re ) и квадратурная Q (мнимая Im) части комплексных спектральных отсчётов, то в соответствии с рис. 3.24 нулевой S 0 и средний S N2 спектральные отсчёты не могут быть использованы, так как у них мнимая часть равна нулю.

165

Re S k

k

N

16

N 1 31

2

Im S k

k

Рис. 3.24. Реальная и мнимая части комплексного спектра действительного сигнала при четном количестве отсчетов NFFT 32

Для того, чтобы из спектра в интервале частот f 0...fmax , полученного на выходе блока модуляторов, получить спектр сигнала на выходе блока инверсии спектра в интервале частот fmax 2 ,..., f max 2 , необходимо поменять местами две половины спектральных отсчетов (рис. 3.18). В результате на выходе устрой-

ства инверсии спектра получаются	поднесущие частоты в пределах
от N 2 1 до N 2 1 (рис. 3.18).

166

f 0

fмакс

fмакс

2

f

	f			f 0		f	макс
		макс
		2					2

f

	N			N
		1			1
2			2

Рис. 3.25. Расстановка поднесущих частот до инверсии и после инверсии спектра

	На рис. 3.26, 3.27 и 3.28 представлен вариант распределения поднесущих
частот для размера ОБПФ NIFFT 25				32 . При этом общее число поднесущих
частот Nподнес 32 для синфазного I, и квадратурного Q каналов. Из этих подне-
сущих две поднесущие частоты			f7, f25 – фиксированные пилотные fпс , 24 – ин-
формационные		поднесущие	fинф .	Оставшиеся 4 поднесущие	частоты
f14,	f15, f17,	f18 не используются и служат для создания нижнего fн зи			и верхнего
fв зи	защитных частотных интервалов,			которые служат для обеспечения расфиль-
тровки соседних частотных полос BW , занимаемых OFDM сигналами.

На рис. 3.26 и 3.27 представлены распределения спектральных отсчётов и их цифровых представлений на выходе блока модуляторов при 64-КАМ в соответствии с диаграммой Грея в синфазном I и квадратурном Q каналах. Соответствие спектральных отсчётов и номеров сигнальных точек созвездия представлены в таблице 3.6.

167

f

Рис. 3.26. Распределение спектральных отсчётов и их цифрового представления в синфазном канале при 64-КАМ

На рис. 3.28 и 3.29 представлены распределения спектральных отсчётов и их цифровых представлений в соответствии с диаграммой Грея на выходе блока модуляторов при 64-КАМ в синфазном I квадратурном Q каналах после инверсии спектра.

168

f

Рис. 3.27. Распределение спектральных отсчётов и их цифрового представления в квадратурном канале при 64-КАМ

Табл. 3.6. Соответствие спектральных отсчётов и номеров сигнальных точек созвездия

№	1	2	3	4	5	6	8	9	10	11	12	13
отсчёта
№
сигн.	1	6	11	16	21	26	36	41	46	51	56	61
точки
№	19	20	21	22	23	24	26	27	28	29	30	31
отсчёта
№
сигн.	1	10	19	28	37	46	55	64	50	36	22	8
точки

169

011	010	000	001	101	100	1	110	111	110	101	000	011	011	011	010	010	000	001	0	101	100	100	110	110	111

Рис. 3.28. Распределение спектральных отсчётов и их цифрового представления в синфазном канале после инверсии спектра

На рис. 3.30-3.32 представлены распределения поднесущих частот в координатах частота-время после инверсии спектра.

Информационная емкость OFDM символа определяется системой кодирования, позиционностью модуляции и числом информационных поднесущих частот. В соответствии с выражениями (3.1) ÷ (3.5) длительность модулирующего символа равна

TS Tb Rce Rci k ,	(3.54)
где Tb – длительность бита на входе устройства; Rce Rci	– произведение

скоростей внешнего и внутреннего кодов; k – количество информационных поднесущих; – модуляционный символ.

170