2014_zinov6

ка. Но подобные преобразователи требуют наличие звена постоянного тока, содержащие большую емкость или индуктивность соответственно. Известно (см. параграф 5) решение, система которого построена на базе параллельного источнику напряжения полупроводникового преобразователя, который используется в качестве компенсатора неактивной мощности и стабилизирует действующее значение напряжения на нагрузке [B12]. Недостатком данной системы являются большие реактивные токи компенсатора, которые необходимы для стабилизации действующего значения переменного напряжения.

Решение проблем, связанных со стабилизацией переменного напряжения, можно сделать при помощи регуляторов переменного напряжения. Эти устройства могут быть основаны на введении вольтодобавочногонапряжения припомощи конверторасвысокочастотным звеном.

Как известно, регуляторы переменного напряжения также могут быть использованы для стабилизации переменного напряжения, регулирования реактивной мощности, активных фильтров. Кроме того подобные преобразователи не содержат электролитических элементов, в отличие от известных «back-to-back» преобразователей, что соответственно предотвращает от аварийных режимов, которые могут произойти в звене постоянного тока.

Предложенный регулятор основан на введении вольтодобавочного напряжения, последовательно с входным напряжением источника, что используется для стабилизации напряжении на нагрузке.

В данной работе устанавливаются и анализируются энергетические соотношения для определения параметров трехфазного регулятора переменного напряжения с вольтодобавкой с ШИР. При этом стабилизируется только величина напряжения на выходе генератора. Строится математическая модель системы генерирования электрической энергии на основе прямых методов анализа энергетических процессов в системах. Затем анализируются основные энергетические характеристики.

3.2РЕГУЛЯТОР ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

СВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ВОЛЬТОДОБАВКОЙ

Известные схемы АС–АС регуляторов с вольтодобавкой вводят напряжение вольт-добавки с помощью трансформатора на частоте источника питания, что делает такой трансформатор громоздким. На рис. 3.1 показана схема трехфазного регулятора с вольт-добавочным трансформатором, работающим на высокой частоте.

31

Это позволяет существенно уменьшить массо-габаритные показатели трансформатора и регулятора в целом. Коммутаторы на первичной и вторичной сторонах трансформатора могут быть выполнены по нулевым, как на рис. 3.1. или по мостовым схемам. Для сглаживания высокочастотных пульсаций токов и напряжений во входных и выходных цепях регуляторов имеются малые входные и выходные LC-фильтры.

Рис. 3.1. Регулятор трехфазного переменного напряжения с высокочастотной вольтодобавкой

Векторная диаграмма для идеализированного регулятора показана

на рис. 3.2. Активное Udk и реактивное Uqk напряжения вольтдобавок
	вводятся в фазе и квадратурно с входным напряже-
	нием Ea фазы соответственно. Их значения опреде-
	ляются, во-первых, требованием получить на
	нагрузке заданное значение напряжения Uн и, во-
	вторых, требованием обеспечить синфазность
	входного тока Iн с напряжением источника Ea.
	Особенностью всех регуляторов с широтно-
	импульсным способом регулирования переменного
Рис. 3.2. Вектор-	напряжения является импульсный характер входно-
ная диаграмма	го тока (рис. 3.3). При многократном широтно-
	импульсном способе регулирования и частоте ком-

мутации в несколько килогерц форма тока на выходе регулятора будет практически синусоидальной.

Для получения основных энергетических характеристик регулятора построена его математическая модель, ориентированная на наш метод анализа АДУ [2]. Этот метод позволяет получить формулы для всех интегральных показателей качества энергопроцессов сразу через коэффициенты исходных дифференциальных уравнений, минуя их решение.

32

Рис. 3.3. Диаграммы входных и выходных токов и напряжений регулятора

Необходимо оценить качество входного тока, для этого на рис. 3.4, а представлена эквивалентная схема замещения трехфазной системы. Представленная схема, для более простого расчета, сводится к одной фазе путем преобразования линейных источников тока из треугольника в звезду (рис. 3.4, б). На рис. 3.5 представлена схема замещения одной фазы системы по входу.

а

б

Рис. 3.4. Трехфазная схема замещения преобразователя по входу (а), преобразование из треугольника в звезду (б)

Рис. 3.5. Однофазная схема замещения системы по входу

33

Рис. 3.6. Эпюры тока источникаIina

Рис. 3.7. Эпюры тока источника (а) Iinbc и эпюры тока источника Iinca (б)

На рис. 3.8 представлена эквивалентная схема замещения одной фазы по входу системы.

Рис. 3.8. Приведенная однофазная схема замещения систем по входу

Рис. 3.9. Эпюры тока приведенного источника Iin¢ a

34

Рис. 3.10. Зависимости Кгт, Кгт от уровня входного напряжения Ea регулятора.

Схема замещения системы по выходу представлена на рис. 3.11.

Рис. 3.11. Схема замещения системы по выходу

Учитывая, что все источники напряжения, представленные на рис. 3.11, включены последовательно, все сводится к единому источнику напряжения. Исходные дифференциальные уравнения для расчета схемы по выходу имеют следующий вид:

	ÏL	f	di	= u	out	-u
	Ô		dt			c
	Ô						diout
	Ô
	Ìuc		= iout RL + L
							dt
	Ô					L
	Ô			du	+iout
	Ôi = C f			dt
	Ó

Решение по высшим гармоникам:

		1					Uout(1)
Iout(hh)								THDU ,
	w2	L	f	C	f		wout LL
	out

где THDU это интегральный коэффициент гармоник напряжения третьего порядка [В6].

35

Согласно прямому методу расчета:

•			U(k)
THDUq = Â	[			]2 ,
			q
k =2		k	◊U(1)

где q –порядок интегрального коэффициента гармоник THD , k – номер гармоники.

Расчет по первой гармонике:

Iout(1)	=		Uout(1)
		w2	(L	f	+ L	)2	+ R2
		out			L		L

На основании уравнений 2 и 4 можно получить:

Lf + LL

R

THDU

)2 +(

)2

THD

=

(

L

w2

L

C

LL

Iout

f

f

wout LL

out

Главным достоинством данного метода АДУ является то, что качество выходного тока можно оценить, не зная параметров нагрузки. Зная по какому закону изменяется интегральный коэффициент гармоник напряжения, можно предсказать качество выходного тока, не считая сам ток (рис. 3.12.).

Рис. 3.12. Коэффициенты гармоник тока и напряжения, и интегральный коэффициент гармоник напряжения третьего порядка

Результаты расчета зависимостей напряжений вольтдобавок Uок и Uдк от уровня входного напряжения Ea регулятора показаны на рис. 3.13.

36

Рис. 3.13. Зависимости напряжений вольтдобавок Uок и Uдк от уровня входного напряжения Ea регулятора

3.3. ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Рассмотренная система исследуется как возможное новое исполнение автономной системы генерирования переменного напряжения стабилизированной величины с нестабилизированной частотой. Существует ряд известных систем с нестабилизированной частотой. Но там для стабилизации напряжения используют регулирование возбуждения синхронного генератора, что утяжеляет генератор, который должен работать с коэффициентом мощности нагрузки. В данной системе используется синхронный генератор с постоянными магнитами, а регулятор переменного напряжения обеспечивает его коэффициент мощности равным единице, что примерно на четверть уменьшает вес генератора.

Таким образом, в рассмотренной системе регулирования имеется возможность повышения напряжения на ее выходе, по сравнению с напряжением на входе, что используется для стабилизации напряжения на нагрузке при снижении входного напряжения ниже номинального. Кроме того, система способна поддерживать заданный входной коэффициент мощности.

Была построена математическая модель системы. Были проанализированы основные энергетические соотношения. Проведен анализ выходного тока через интегральный коэффициент гармоник напряжения третьего порядка. Использование регулятора с ШИР позволяет регулировать выходное напряжение при изменении питающего напряжения до 2 раз, что свойственно автономным бортовым системам.

37

4. РЕГУЛЯТОРЫ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ НА БАЗЕ МАТРИЧНЫХ КОНВЕРТОРОВ С КОЭФФИЦИЕНТОМ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ПО НАПРЯЖЕНИЮ БОЛЬШЕ ЕДИНИЦЫ

4.1. ВВЕДЕНИЕ И ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

Матричные конверторы характеризуются получением выходного напряжения с частотой как выше, так и ниже частоты напряжения питающей сети. Значит. Они могут быть использованы и как регуляторы переменного напряжения высокого качества и с возможностью регулирования фазы выходного напряжения в пределах периода. Первое десятилетие нового века знаменуется усилением тенденции перехода от исследований транзисторных АС-АС преобразователей частоты (матричных конверторов), являющимися самыми сложными преобразователями среди базовых конверторов, к практической их реализации и внедрению. Это обусловлено большим накопленным материалом по исследованию матричных конверторов [1–6] и их достоинствами по сравнению с преобразователями частоты со звеном постоянного напряжения или тока. Матричным конверторам свойственна естественная двунаправленность передачи энергии, широкий диапазон регулирования частоты выходного напряжения, отсутствие энергоемких реактивных элементов внутри преобразователя (конденсаторов и реакторов) и вследствие этого высокая динамика регулирования. Но у матричных конверторов есть ограничение на величину выходного напряжения, которое в бестрансформаторном варианте не может превосходить величины входного напряжения. Это обстоятельство ухудшает свойства асинхронного частотного электропривода с таким конвертором. Снижение напряжения питающей сети на 10 % (допустимое по ГОСТ 13109–97) и нередко по факту даже на 15–20 % уменьшает электромагнитный момент асинхронного двигателя на 20 % в первом случае и даже до 40 % во втором случае. Поэтому актуальной является задача разработки для целей регуляторов переменного напряжения новых и модернизированных схем матричных конверторов, имеющих коэффициент преобразования по напряжению больше единицы, что позволит парировать снижение выходного напряжения конвертора при уменьшении напряжения питающей сети, а при необходимости и получать выходное напряжение существенно больше входного напряжения.

38

4.2 СТРУКТУРЫ МАТРИЧНЫХ КОНВЕРТОРОВ

Возможны, как мы уже отмечали, разные концепции построения схем матричных конверторов МК и соответственно путей их модернизации [7]. Во-первых, матричный конвертор можно рассматривать как реверсивный выпрямитель в режиме периодического реверса выходного напряжения с требуемой его частотой. Классическая схема реверсивного выпрямителя образуется встречно-параллельным по выходу включением двух нереверсивных управляемых (транзисторных) выпрямителей, как показано на рис. 4.1, а.

Другая схема реверсивного выпрямителя образуется встречнопоследовательным включением двух нереверсивных управляемых (транзисторных) выпрямителей, как показано на рис. 4.1, б [8].

Рис. 4.1. Два типа реверсивных выпрямителей, параллельный (а) и последовательный (б).

Ячейки нереверсивных выпрямителей должны иметь на выходе управляемый нулевой вентиль или схема ячейки должна быть мостовой, управляемой с эффектом нулевого вентиля [7].

Во-вторых, матричный конвертор с однофазной нагрузкой (однофазным выходом) можно рассматривать как объединение m однофазных регуляторов m-фазного переменного напряжения, совместно питающих (соединенных параллельно по выходу) одну фазу нагрузки матричного конвертора. На рис. 4.2 показан переход от классического регулятора однофазного переменного напряжения к матричному конвертору трехфазного напряжения в однофазное.

Здесь источники e представляют питающую сеть. На рис. 4.3, а показан регулятор однофазного переменного напряжения с реактивной ячейкой РЯ вольтдобавки (по однофазной полумостовой или мостовой схемах инвертора напряжения, в которых их выходное напряжения и

39

ток сдвинуты на четверть периода, поэтому в такой ячейке не требуется источника постоянного напряжения на входе ячейки) [9].

Рис. 4.2. Переход от однофазного регулятора напряжения (а) к трехфазнооднофазному МК (б)

аб

Рис. 4.3. Переход от однофазного регулятора с РЯ (а), к трехфазно-однофазному МК с РЯ (б)

На рис. 4.3, б показан, полученный с помощью объединений трех предыдущих схем, матричный конвертор трехфазного напряжения в однофазное, где функции встречно-параллельных транзисторов выполняют реактивные ячейки РЯ. Возможно выполнение и трехфазной реактивной ячейки [10–12].

При многофазной нагрузке матричного конвертора число таких объединений соответственно увеличивается в число раз, равное числу фаз многофазной нагрузки. Если вместо источников сетевого напряжения взять матричный конвертор, то получим еще один тип матричного конвертора, иногда называемого гибридным.

При таком подходе к структуре матричных конверторов все методы увеличения коэффициентов преобразования по напряжению реверсивных выпрямителей, а также регуляторов однофазного переменного напряжения можно использовать и при построении модернизирован-

40