2014_zinov6

ных матричных конверторов с коэффициентом преобразования по напряжению больше единицы [13–19].

В-третьих, рассматривая процедуру преобразования электрической энергии в матричном конверторе виртуально состоящей из процесса выпрямления и процесса автономного инвертирования [4], можно и структурно представить матричный преобразователь состоящим из ячейки выпрямления и ячейки автономного инвертирования без реактивных элементов в промежуточном звене постоянного тока (напряжения). Так получаются схемы двухступенчатых (indirect – непрямых, как их называют в западной литературе) матричных конверторов, множество реализаций которых определяется разнообразием используемых схем ячеек, из которых составляются непрямые матричные конверторы. При этом в качестве выпрямительной ячейки обычно используют ячейки автономных инверторов напряжения или тока в обращенном режиме. Известно, что у инвертора тока и у обращенного инвертора напряжения коэффициенты преобразования по напряжению больше единицы. Поэтому и непрямой матричный конвертор будет иметь это свойство для системы в целом.

В классических схемах матричных конверторов определенное увеличение (до 15 %) коэффициента преобразования можно получить за счет перемодуляции при синусоидальной ШИМ. Но этот выигрыш сопровождается ухудшением качества выходного напряжения.

Применение описанных выше конверторов в составе промышленных систем асинхронного частотного электропривода позволит сохранить номинальные и предельные параметры электропривода при существенном снижении напряжения питающей сети.

Известны также схемы бестрансформаторных прямых (одноступенчатых) матричных конверторов, имеющих предельный коэффициент преобразования по напряжению больше единицы. Это Z-матрич- ные конверторы [20], гибридные конверторы [21] и матричные конверторы тока [22], показанные на рис. 4.4–4.6 соответственно.

Рис. 4.4. Z-матричный конвертор

41

Рис. 4.5. Прямой гибридный МК	Рис. 4.6. Матричный
	конвертор тока

Первые два типа конверторов требуют применения дополнительных транзисторов на полный выходной ток и снижают КПД конвертора. При недоступности в общем случае нулевой точки источника питания в каждую фазу питающей сети потребуется включение встречнопараллельно соединенных транзистора и диода. Матричный конвертор тока имеет известные ограничения по регулированию параметров выходного напряжения.

4.3. НОВЫЕ БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЕ СХЕМЫ ПРЯМЫХ МАТРИЧНЫХ КОНВЕРТОРОВ

Здесь рассматриваются новые бестрансформаторные схемы прямых матричных конверторов, имеющих предельный коэффициент преобразования по напряжению больше единицы, но лишенные указанных ограничений известных конверторов. Исследования в этом направлении были начаты нами еще в 1997г. [14].

На рис. 4.7, а, б приведены принципиальные схемы двух конверторов первого типа [23], [24].

Используется простой алгоритм циклического формирования кривой выходного напряжения в соединении с управлением, подобным управлению dc–dc преобразователя Кука [7]. В схеме конвертора на рис. 4.7, а элементы преобразователя Кука включены на входе трехфазного МК, а в схеме конвертора на рис. 4.7, б элементы преобразователя Кука включены на выходе трехфазно-однофазного МК. На подинтервале замыкания в звезду накопительных реакторов L (через выход диодного моста транзистором Т в первой схеме или через одну из групп ключей моста во второй схеме) в реакторах L нарастает ток под действием фазных напряжений сети. На подинтервале разомкнутой нулевой точки реакторов энергия, накопленная в реакторах L, передается в накопительные конденсаторы С и от них в нагрузку.

42

а б

Рис. 4.7. Симбиоз МК с повышающе-понижающим регулятором Кука переменного напряжения

Второй вид прямого МК с коэффициентом преобразования больше единицы получается снова при функциональном объединении МК с повышающим регулятором переменного напряжения, что приводит к схеме, подобной схеме на рис. 6, но с другим алгоритмом управления. Диаграммы напряжений и токов на выходе и входе конвертора в режиме повышения напряжения представлены на рис. 8. Если Z- матричный преобразователь дает повышение выходного напряжения над входным до 20 % [20], то предложенный МК обеспечивает при необходимости повышение напряжения до 1,5–2 раз.

Рис. 4.8. Напряжение и ток на выходе и входе конвертора

Третий вид прямого комбинированного МК показан на рис. 4.9, а. При низких и средних уровнях выходного напряжения и частоты включен транзистор 23, и конвертор превращается в классический МК

43

напряжения, как показано на рис. 4.9, б. При высоких уровнях выходного напряжения и частоты включен транзистор 28 и конвертор превращается в МК тока по схеме, показанной на рис. 4.6, такой конвертор имеет коэффициент преобразования по напряжению больше единицы, что обычно и требуется при номинальном значении частоты выходного напряжения.

а б Рис. 4.9. Комбинированный МК напряжения и тока

Возможен еще один (четвертый) способ получения новых схем матричных конверторов, основанный на методике перехода от схем инвертора напряжения к схемам, ранее называемым нами инверторами напряжения с непосредственным (прямым) питанием от трехфазной сети [4]. Если сделать указанное преобразование применительно к схеме многоячейкового повышающего инвертора напряжения [25], то получатся матричные конверторы с умножением напряжения в число раз, равное числу ячеек инвертора, в том числе и многоуровневые [26]. Но это требует отдельного рассмотрения.

4.4.ЗАКЛЮЧЕНИЕ

1.При всех своих известных достоинствах классический матричный конвертор имеет недостаток, связанный с ограниченным единицей коэффициентом преобразования по напряжению. Использование такого преобразователя в составе частотного электропривода ограничивает возможности электропривода при снижении напряжения в питающей сети (возможное до 10–20 %). Это обстоятельство делает актуальным

44

разработку новых матричных конверторов с увеличенным за единицу коэффициентом преобразования по напряжению.

2.Сформулированы три механизма построения матричных преобразователей. Выполнен обзор способов повышения коэффициента передачи по напряжению одноступенчатых (прямых) и двухступенчатых (непрямых) матричных преобразователей.

3.Предложены три новых решения для прямых матричных преобразователей с коэффициентом преобразования по напряжению более единицы.

4.Использование матричных преобразователей в качестве регуляторов переменного напряжения открывает много новых возможностей

урегуляторов, которые требуют обширного исследования.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1.Крогерис А., Рашевиц К., Рутманис Л. и др. Полупроводниковые пре-

образователи электрической энергии. – Рига: Зинатне, 1969. – 531 с.

2.Gyugyi L., Pelly B.R. Static power frequency changers. – N. Y., Wiley and

Sons, 1976. – 400 p.

3.Чехет Э.М., Мордач В.П., Соболев В.Н. Непосредственные преобразователи частоты для электропривода. – К.: Наукова думка, 1988, 224 с.

4.Зиновьев Г.С., Попов В.И. Инвертор напряжения с непосредственным

питанием от трехфазной сети // Преобразовательная техника, кн. 2. – Новоси-

бирск: НЭТИ, 1968. – С. 208–223.

5.Wheeler P.W., Rodriguez J., Clare J.C., Empringham I., Weinstejn A. Matrix converters: A technology review, IEEE Trans. On Ind. Electron., 2002, vol. 2, pp. 276–288.

6.Zinoviev G., Popov V., Weiss H. Matrix converters: A review of researches

in former Soviet Union and Russia, Proc. EDPE-2003, CD, Slovakia, 2003.

7.Зиновьев Г.С. Основы силовой электроники, изд. 4. – Новосибирск: Изд-

во НГТУ, 2009. – 671 с.

8.Зиновьев Г.С., Попов В.И. Семейство новых многозонных циклоконверторов и матричных конверторов // Электротехника, электромеханика и элек-

тротехнологии, труды 4-й межд. науч.-техн. конф. – Новосибирск, 2009. –

С. 94–99.

9. Зиновьев Г.С., Коновалов А.И., Красиков Н.А. Регулируемый преобразо-

ватель переменного напряжения в переменное, А.с. № 1128350, БИ № 45, 1984.

10. Зиновьев Г.С. Вентильные компенсаторы реактивной мощности, мощности искажений и мощности несимметрии на базе инверторов напряжения // Современные задачи преобразовательной техники. – Киев: ИЭД АН УССР, 1975, ч. 2. – С. 247–252.

45

11.Зиновьев Г.С. Вентильный преобразователь, Патент РФ № 2124263, Бюллетень № 36, 1998.

12.Ганин М.В., Зиновьев Г.С. Системы тягового электроснабжения с улучшенной электромагнитной совместимостью // Совершенствование технических средств электрического транспорта: сб. науч. тр. НГТУ. – Новоси-

бирск, 1999. – С. 67–69.

13. Зиновьев Г.С. Регулятор трехфазного напряжения, Патент РФ

№2122274, Бюл. № 32, 1998.

14.Зиновьев Г.С. Структуры вентильных преобразователей с произвольным коэффициентом преобразования по напряжению // Науч. вестник НГТУ,

№3. – Новосибирск: Изд-во НГТУ, 1997. – С. 71–76.

15.Зиновьев Г.С., Левин Е.Ю., Обухов А.Е., Попов В.И. Повышающе-

понижающие регуляторы переменного напряжения и непосредственные преобразователи частоты // Электротехника. – 2000. – № 11. – С. 16–20.

16.Zinoviev G.S., Levin E.U., Obuhov A.E., Popov V.I. Buck-boost AC-AC voltage controllers, Proc. EPE-PEMC’2000, CD, Kosice, Slovak Republic, 2000.

17.Erickson R.W., Ai-Naseem O.A. A new family of matrix converters, Proc. IECON’2001, USA, pp. 1515–1520.

18.Zinoviev G.S., Popov V.I., Popov A.V. Cycloconverter derivated by a matrix of reactive voltages sources, Proc. KORUS’2002, CD, Novosibirsk, 2002.

19.Fedyczak Z., Szczesniak P., Koroteev I. Generation of matrix-reactance fre-

quency converters based on unipolar PWM AC matrix-reactance choppers, Proc. ECCE’2009, CD, San Jose, USA, 2009, pp. 1821–1827.

20.Song W., Zhong Y. A study of Z-source matrix converter with high voltage transfer ratio, IEEE Vehicle power and propulsion conference (VPPC), September 3-5, 2008, Harbin, China.

21.Klumpner C., Pitic C. Hybrid matrix converter topologies: An exploration of benefits, Proc. ECCE’2009, CD, San Jose, USA, 2009.

22.Nikkhajoei H. A current source matrix converter for high-power applica-

tions, Proc. PESC’2007, CD.

23.Зиновьев Г.С., Зотов Л.Г. Непосредственный преобразователь частоты, Патент РФ № 2408968, Бюллетень № 1, 2011.

24.Зиновьев Г.С., Попов А.В. Непосредственный преобразователь частоты, Патент РФ № 2215359, Бюллетень № 30, 2003.

25.Зиновьев Г.С., Лопаткин Н.Н. Многоуровневый автономный инвертор напряжения, Патент РФ № 2393619, Бюллетень №18, 2010.

26.Зиновьев Г.С., Зотов Л.Г., Темлякова З.С., Лопаткин Н.Н. Пути эво-

люции многоуровневых инверторов напряжения // Техническая электродинамика, спец. вып. «Проблемы современной электротехники». – Киев, 2008,

ч. 6. – С. 58–69.

46

5.РЕГУЛЯТОРЫ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

СКОМПЕНСАЦИЕЙ РЕАКТИВНОЙ МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ ИНВЕРТОРА ТОКА

5.1. ВВЕДЕНИЕ И ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ

Известно, что традиционные стационарные системы генерирования электрической энергии средней и большой мощности строятся на базе синхронных генераторов независимого возбуждения. Напротив, в автономных системах генерирования электрической энергии, таких как ветроэнергетика, автомобильные генераторы, сварочные генераторы предпочтение отдается асинхронному генератору [1–4]. В системах генерирования электрической энергии среднемагистральных самолетов получили распространение системы с синхронными генераторами с постоянными магнитами [5, 6]. Но для дальнемагистральных самолетов, где суммарная мощность системы электроснабжения в четырех каналах достигает 1000 кВт, такие решения на базе синхронного генератора будут затруднительными, поэтому актуальным является исследование возможностей построения системы электроснабжения самолета на базе асинхронного генератора. Инновациями в такой системе будет использование полупроводникового преобразователя типа инвертора тока для самовозбуждения асинхронной машины, с параллельным решением задачи стабилизации напряжения при переменной скорости вращения вала машины и, при необходимости, компенсацией искажений напряжения генератора, вызванное нелинейностью или несимметрией нагрузки. В качестве преобразователя используется автономный инвертор тока, в отличие от инвертора напряжения, не содержащий электролитического конденсатора, имеющего ограничение по допустимой отрицательной температуре, не достаточной для эксплуатации самолета в условиях большинства территорий России. Известно исследование рациональности применимости конверторов тока по схеме «back-to back» для проекта будущей ветроустановки на 10MW [7] со стабильной частотой. При этом каждый конвертор пропускает полную мощность нагрузки.

Здесь устанавливаются и анализируются энергетические соотношения для определения параметров параллельного генератору регулятора реактивной мощности на базе трехфазного инвертора тока с ШИМ. При этом стабилизируется только величина напряжения на выходе генератора, его частота переменна, но зато через конвертор не

47

проходят токи перегрузки и короткого замыкания нагрузки. Строится математическая модель системы генерирования электрической энергии на основе прямых методов анализа энергетических процессов в системах. Затем анализируются основные энергетические характеристики, и на этой основе делается ее сравнение с известными системами.

5.2. МАТЕМАТИЧЕСКАЯ МОДЕЛЬ СИСТЕМЫ

На рис. 5.1 показана структурная схема исследуемой системы электроснабжения. Здесь АГ – асинхронный генератор, КНМ – компенсатор неактивной мощности на базе АИТ, НН – нагрузка, не чувствительная к частоте переменного напряжения (тепловая, осветительная, выпрямительная и т.д.), ЧН – нагрузка, чувствительная к частоте питающего напряжения, требующая для питания преобразователя частоты ПЧ.

Рис. 5.1. Структурная схема исследуемой системы автономного электроснабжения

Расчетная схема замещения системы для одной фазы (при сбалансированной нагрузке) приведена на рис. 5.2.

Рис. 5.2. Расчетная схема замещения системы для одной фазы

Здесь асинхронный генератор замещен источником ЭДС e с индуктивностью L, компенсатор неактивной мощности представлен кон-

48

денсатором с варьируемой величиной емкости (тока), а нагрузка заменена источником тока iн в общем случае известной несинусоидальной формы. Задача компенсатора состоит в стабилизации напряжения u на нагрузке при изменении нагрузки и частоты вращения вала асинхронного генератора в 2 раза, что типично для самолетных систем электроснабжения и для ветрогенераторов.

Все энергетические расчетные соотношения для этой системы получим прямыми методами расчета [8].

Исходные дифференциальные уравнения системы имеют вид

e L dtdi u

i C dudt iн

Отсюда получаем дифференциальное уравнение для напряжения u нагрузки

C d 2u + u = e - diн dt2 L L dt

Задачей регулирования компенсатора неактивной мощности КНМ является стабилизация (или регулирование) напряжения на нагрузке, поэтому получим из (1) выражение для действующего значения этого напряжения, считая на первом этапе расчета все процессы синусоидальными. В соответствии с процедурой алгебраизации уравнения (1) в методе АДУ(1) [8] получаем выражение в относительных единицах для действующего значения первой гармоники напряжения на нагрузке, приняв за базовые величины номинальное значение напряжения бортовой сети, номинальный ток потребителя, номинальный модуль сопротивления потребителя .

Zн =Vн / Iн.

Обозначая все относительные величины звездочкой у переменной,

т. е.:

E* = E / V ,V * =V / V , X *			=1/ ( C ◊Z	н	) , X *	= ◊L / Z	н	.
н	н	C			L

Уравнение для напряжения сети примет следующий вид:

(V *)2 ÁÊ1-	XC*	˜ˆ	= (XC* )2 ÍÈÁÊ		E*	˜ˆ	2	+(Iн* )2 -	2E*Iн* sin ˙˘.
	*				*
Ë		¯	Í	Ë					*	˙
	X L		Î		X L ¯				X L	˚

49

Необходимо найти зависимость XC*, а значит и тока компенсатора Iк*

Iк* = Iк / Iн =V * / XC* =1/ XC* , при V * =1

от варьируемых параметров системы E*, Iн* , X L* , sin . Для этого при-

дадим уравнению напряжения сети форму квадратного уравнения относительно искомой переменной:

(XC* )2 - A◊ XC* + B = 0 ,

где А и B – соответствующие коэффициенты уравнения:

A =

2X L* ◊(V *)2

È

Ê

E* ˆ2

˘

E* ◊I*

(V *)2

-Í

Á

˜

+

(Iн)2 -

2

н

◊sin ˙

◊ X L*

*

*

Í

Ë

˙

Î

X L ¯

X L

˚

B =

(X L* ◊V *)2

È

Ê

E* ˆ2

E* ◊I*

˘

(V *)2

-Í

Á

˜

+

(Iн)2 -

2

н

◊sin ˙

◊ X L*

*

*

Í

Ë

˙

Î

X L ¯

X L

˚

Его решение:

*

A

Ê

Aˆ

2

- B

XC

=

± Á

˜

2

Ë

2 ¯

Обратная величина XC* определяет относительный ток компенсатора и относительную полную мощность компенсатора, так как:

Iк* = Iк / Iн =Vн ◊ L / Iн =1/ XC* при V =Vн, Sк* =Vн* ◊Iн* = Iн*.

На рис. 5.3, а построены графики зависимостей XC* и Iк* от E* при

двух значениях X L* , равным 0,25 и 0,5 что соответствует четырехкрат-

ным и двукратным токам короткого замыкания генератора, а на рис. 5.3, б зависимости этих же переменных от тока нагрузки при

sin = 0,6.

Таким образом, наибольшая полная мощность компенсатора при выборе Vн* = Emax* =1 и регулировании ЭДС генератора вниз в 2 раза,

как видно из графика равна Sк* = 2,38.

50