- •Часть II
- •Общие сведения…………………………………………………………. 46
- •Общие сведения………………………………………………………… 51
- •Общие сведения……………………………………………………………. 80
- •Основные сокращения
- •1. Обратные связи в аэу
- •1.1. Основные понятия
- •1.2. Влияние ос на передаточные свойства устройства
- •1.3. Влияние обратной связи на входное и выходное сопротивления
- •1.4. Влияние обратной связи на стабильность коэффициента передачи
- •1.5. Влияние обратной связи на амплитудно-частотную, фазочастотную и переходную характеристики
- •1.6. Влияние обратной связи на внутренние помехи
- •1.7. Влияние обратной связи на нелинейные искажения
- •1.7. Устойчивость устройств с обратной связью
- •2. Режимы работы и цепи питания усилительных элементов
- •2.1. Режимы работы усилительных элементов
- •2.1.1. Режим а
- •2.1.2. Режим в
- •2.1.3. Режим с
- •2.1.4. Режим d
- •2.2. Температурная нестабильность режима биполярного транзистора
- •2.3. Температурная нестабильность режима полевого транзистора
- •2.4. Методы стабилизации
- •2.5. Обобщенная схема задания и стабилизации рабочей точки
- •2.6. Схема эмиттерной стабилизации
- •2.7. Схема коллекторной стабилизации
- •2.8 Цепи питания полевых транзисторов
- •2.8.1. Цепи питания с фиксацией напряжения на затворе
- •2.8.2. Схемы истоковой стабилизации
- •2.9. Генераторы стабильного тока
- •3. Каскады предварительного усиления
- •3.1. Особенности каскадов предварительного усиления
- •3.2. Резисторный каскад на биполярном транзисторе
- •3.2.1. Принципиальная и эквивалентная схемы
- •3.2.2. Область средних частот
- •3.2.3. Область нижних частот и больших времен
- •3.2.4. Область верхних частот и малых времен
- •3.3. Коррекция амплитудно – частотных и переходных характеристик
- •3.3.1. Общие сведения
- •3.3.2. Схема эмиттерной высокочастотной коррекции
- •3.3.3. Схема индуктивной высокочастотной коррекции
- •3.3.4. Схема низкочастотной коррекции
- •3.4. Дифференциальный каскад
- •3.4.1. Общие сведения
- •3.4.2. Принцип действия
- •3.4.3. Параметры дифференциального каскада
- •3.5. Усилительные каскады на составных транзисторах
- •3.5.1. Общие сведения
- •3.5.2. Резисторный каскад на составном транзисторе
- •3.6. Усилительные каскады с динамическими нагрузками
- •4. Устойчивость операционных усилителей
- •4.1. Устойчивость многокаскадного усилителя постоянного тока
- •4.2. Условия устойчивости операционных усилителей
- •4.3. Коррекция ачх операционных усилителей
- •4.4. Косвенные признаки относительной устойчивости
- •4.5. Влияние емкости нагрузки и входной емкости на устойчивость оу
- •4.6. Частотная коррекция в цепи ос
- •5. Обработка аналоговых сигналов операционными усилителями
- •5.1. Инвертирующий усилитель
- •5.2. Неинвертирующий усилитель
- •5.3. Суммирующий усилитель
- •5 .4. Дифференциальный усилитель
- •5 .5. Интегратор
- •5.5. Дифференциатор
- •5.7. Логарифмирующие и антилогарифмирующие усилители
- •6. Перемножители напряжений
- •Общие сведения
- •6.2. Перемножители с переменной крутизной
- •6.3. Интегральные перемножители и их параметры
- •Особенности применения интегральных перемножителей
- •7. Компараторы напряжения
- •7.1. Назначение, параметры
- •7.2. Особенности применения полупроводниковых компараторов
- •7.3. Специализированные компараторы на операционных усилителях
- •Однопороговые компараторы
- •Регенераторные компараторы
- •Двухпороговые компараторы
- •8. Литература
6.2. Перемножители с переменной крутизной
Идея этого метода проста: один сигнал изменяет крутизну активного элемента, который усиливает другой входной сигнал. В результате выходное напряжение схемы будет пропорционально произведению входных сигналов. Этот метод основан на использовании экспоненциальной зависимости тока через p-n переход от напряжения.
Рассмотрим работу и оценим основные параметры ПН, построенного на дифференциальном каскаде (рис. 6.3), которые реализует этот метод.
Эмиттерные токи транзисторов VT1, VT2 определяются выражением:
, (6.2)
где Iэбо – начальный ток эмиттерного перехода, к=kT/q– температурный потенциал. При t=.250C, к=25,69мB Если exp(Uбэ/к)>>1, то крутизна этих транзисторов g.21=dIЭ/dUэбIЭ/к При идеальном согласовании параметров транзисторов VT1 и VT2 имеем:
Iэ1(Iу/2к) Uэб1, Iэ2(Iу/2к) Uэб2, где Iу = Iэ1 + Iэ2 .
Переходя от эмиттерных токов к коллекторным , находим разность коллекторных напряжений этиx транзисторов Uк=Iк1R3 -Iк2 R3=(Iу/2к) R3Ux
Учитывая, что , получим
.
Напряжение усиливается дифференциальным усилителем, построенным на ОУ. Поэтому
. (6.3)
Данная схема обладает существенными недостатками.
Выходное напряжение зависит от – параметра с низкой температурной стабильностью.
Уже при Ux > 10 мВ начинает сказываться нелинейная зависимость (6.2), что приводит к возникновению существенных нелинейных искажений и к ограничению динамического диапазона ПН.
Д ля решения проблемы температурной стабилизации и нелинейных искажений было предложено простое и эффективное решение (рис. 6.4). В этой схеме для компенсации экспоненциальной зависимости эмиттерных токов транзисторов VT1 и VT2 от напряжения Uбэ (6.2) используются логарифмические свойства диодов VD1 и VD2 (или транзисторов в диодном включении). Из рис. 6.4 следует, что
,
или . (6.4)
Но , (6.5)
, (6.6)
где Iдo – начальный ток через диод. Подставляя (6.5) и (6.6) в (6.4), получим
.
Если транзисторы и диоды образуют со-гласованные пары, т.е. Iд01 = Iд02 и Iэб01 = Iэб02, то ln(Iд1/ Iд2)= ln(Iк1/ Iк2). Значит:
Iд1/ Iд2= Iк1/ Iк2 (6.7)
Таким образом, отношение выходных токов прямо пропорционально отношению входных токов независимо от температуры или величины этих токов. Другими словами, данная схема (с учетом сделанных допущений) является линейной и обладает идеальной температурной стабильностью.
Если сигнал на входе X есть разность токов диодов VD1 и VD2 (рис. 6.4), а выходной сигнал – разность коллекторных токов транзисторов VT1 и VT2, то можно показать, что при
(6.8)
Из (6.8) следует, что ток Iх, т.е. ток, протекающий через диоды VD1 и VD2 при отсутствии напряжения на входе X, является для двухквадрантного ПН (двухполярный вход X и однополярный вход Y) масщтабным коэффициентом.
Данная схема обладает рядом преимуществ по сравнению с ПН на обычном дифференциальном усилителе (рис. 6.3).
1.Имеет более широкую полосу пропускания (1-10 МГц).
2.Обладает лучшей линейностью (более широким динамическим диапазоном). Сигнал по входу X можно варьировать в пределах , сохраняя линейность ПН.
3.Имеет более высокую температурную стабильность, так как согласно (6.8) связь между сигналами на входе и выходе не зависит от температуры. В практических схемах эта зависимость существует (за счет, например, температурных изменений h21). Однако, если в схеме на рис. 6.3 масштабный коэффициент меняется на 0,3% на С, то в данной схеме на порядок меньше (около ).
В силу перечисленных достоинств линеаризированная усилительная схема (рис. 6.4) стала применяться в качестве функционального узла в ПН широкого применения.
Чтобы на базе этой схемы создать ПН, необходимо кроме УИТ по входу Y следует предусмотреть УИТ и по входу X, т.е.
. (6.9)
Таким образом, для получения линейной зависимости Uвых от Uх необходимо предварительно напряжение Ux преобразовать в ток, а затем этот ток прологарифмировать с помощью диодов VD1 и VD2. В результате будем иметь логарифмическую зависимость входного напряжения дифференциального усилителя от Ux и линейную зависимость Uвых от Uх.
Учитывая (6.8) и (6.9), получим
,
. (6.10)
Масштабный коэффициент ПН k устанавливается заданием величины которая имеет необходимую размерность (В-1).
Р ассмотрим принцип действия и особенности схемного решения реального двухквадрантного ПН с переменной крутизной (рис. 6.5). В основу этой схемы положена линеаризированная усилительная схема (рис. 6.4). Дифференциальный усилитель реализован на транзисторах VT1 и VT2. Роль диодов VD1 и VD2 (рис. 6.4) в этой схеме играют транзисторы VT3, VT4 в диодном включении. УИТ по входу Y выполнен на ОУ A1, охваченном с помощью элементов R2 и VT5 параллельной ООС по току. Благодаря чему расширяется диапазон линейной зависимости тока Iу от напряжения Uу вплоть до Uу = 0. Если у VT5 h21 >> 1, то Iу=Uу/R5, т.е. 1/R5.
УИТ по входу X реализован на дифференциальной паре VT6, VT7, стабильность их режима работы по постоянному току обеспечивается транзисторами VT8 и VT9.
Если Uу = 0, то VT5 заперт и выход практически отсоединен от входа X, ослабление сигнала по этому входу не хуже 80 дБ. Однако, при уменьшении сигнала Uу падают токи транзисторов VT1, VT2 , что приводит к сужению полосы пропускания схемы.