Конспект ТЭС 2 сем

13.1 Цепочный RC-автогенератор

Источник

питания

Однокаскадный

резистивный

усилитель

Цепь

положительной обратной связи

Рисунок 13.1 – Структурная схема цепочного RC-автогенератора. Низкочастотный усилитель в пределах полосы пропускания имеет постоянный

коэффициент усиления и постоянный фазовый сдвиг 180° между входным и выходным напряжениями. Форма генерируемых колебаний в таком генераторе оказывается зависящей от частотных характеристик цепи обратной связи. Если АЧХ и ФЧХ цепи обратной связи равномерны в полосе частот, равной или превышающей полосу пропускания усилителя, то при выполнении условий БА и БФ в полосе пропускания усилителя, на выходе генератора будут наблюдаться колебания, отличающиеся по форме от гармонических. Если ФЧХ цепи обратной связи такова, что для одной частоты f0 создаются преимущественные условия (фазовый сдвиг 180° между вход-

ным и выходным напряжениями), тогда условие БФ будет соблюдаться только для этой частоты, и в таком RC-генераторе возникнут гармонические колебания с частотой f0 .

Для развития процесса самовозбуждения генератора необходимо выбрать коэффициент Кус чуть-чуть больше 1/ КОС . Тогда при подключении генератора к ис-

точнику питания малейшие колебания на частоте f0 через цепь ПОС будут поступать на вход усилителя, а т.к. Кус >1/ КОС , то эти колебания будут усиливаться уси-

лителем чуть больше, чем ослабляться цепью ПОС. Поэтому с каждым циклом амплитуда колебаний на частоте f0 будет возрастать. При достижении амплитудой ве-

личины напряжения насыщения U нас за счет нелинейности амплитудной характеристики коэффициент усиления становится Кус =1/ КОС , и на выходе генератора будут установившиеся колебания частотой f0 и постоянной амплитуды U m = const . При

этом искажения формы гармонического колебания (срез амплитуды) будет минимальным.

Рисунок 13.2 – Временная диаграмма возбуждения генератора.

Для поворота фазы выходного напряжения усилителя на 180° в цепь ПОС включается фазосдвигающая цепь (ФСЦ), состоящая из нескольких (обычно трех или четырех) фазосдвигающих RC-звеньев.

41

Рисунок 13.3 – Принципиальная схема (а) и векторная диаграмма (б) фазосдвигающего звена.

Практически элементы RC-звена подбираются так, чтобы ϕ = 600 . В зависимости от включения схемы ФСЦ называют R-параллель или С-параллель.

Рисунок 13.4 – Трехзвенная ФСЦ: R-параллель и С-параллель. Частота генерируемых колебаний автогенератора соответствует частоте, при

которой сдвиг фаз между напряжениями U1 и U 2 достигает 180°:

	ω01 =		1		- R-параллель; ω02 =		6		- С-параллель.
						RC
			6RC

Требуемый для обеспечения самовозбуждения коэффициент усиления усилителя Кус >1/ КПОС , где КПОС =1/ 29 - коэффициент передачи цепи ПОС на частоте генерации.

Рисунок 13.5 – Принципиальная схема RC-автогенератора с трехзвенной ФСЦ: R1R2 – делитель напряжения. Обеспечивает режим по постоянному току; R4C1 – элементы температурной эмиттерной стабилизации рабочей точки;

R3 – нагрузка однокаскадного усилителя на транзисторе VT, включенном по схеме с общим эмиттером (ОЭ);

С2 – С4, R5 – R7 – элементы ФСЦ. R5 – R7 должны быть много больше, чем R3, чтобы не уменьшать коэффициент усиления усилителя.

БФ выполняется автоматически, т.к. трехзвенная RC-цепь имеет фазовый сдвиг 1800 и каскад с ОЭ сдвигает фазу на 1800, поэтому суммарный фазовый сдвиг по цепям усиления и цепям обратной связи составляет 3600.

42

БА выполняется за счет применения каскада с коэффициентомусиления больше 29, т.к. коэффициент передачи трехзвенной RC-цепи 1/29. Это необходимо для выполнения условия самовозбуждения: КусКОС ≥1.

При подключении к источнику питания уменьшается потенциал коллектора (ток коллектора iк возрастает), и это уменьшение через RC-цепь поступает на вход

усилителя и приводит к уменьшению iк , т.е. к росту потенциала коллектора. Теперь

рост потенциала поступает через RC-цепь на базу транзистора, увеличивая потенциал базы и уменьшая потенциал коллектора. Таким образом, на выходе устройства наблюдаются колебания электрической энергии.

АГ с ФСЦ обычно применяют для генерирования гармонических колебаний фиксированной частоты, что связано с трудностью перестройки частоты в широком диапазоне.

13.2 RC-автогенератор с мостом Вина

Цепь

отрицательной обратной связи

Источник

питания

Двухкаскадный резистивный

усилитель

Цепь положительной обратной связи

Рисунок 13.6 – Структурная схема RC-автогенератора с мостом Вина. Низкочастотный усилитель имеет постоянный коэффициент усиления и посто-

янный фазовый сдвиг 3600 между входным и выходным напряжениями в пределах полосы пропускания. ФЧХ цепи ПОС такова, что для одной частоты f0 создаются

преимущественные условия (нулевой фазовый сдвиг между входным и выходным напряжениями). Т.к. коэффициент передачи двухкаскадного усилителя существенно больше отношения 1/ КОС , то выходное напряжение достигнет значения U нас раньше

амплитудного значения, что приведет к значительным искажениям формы колебаний.

Рисунок 13.7 – Искажения формы колебаний.

Линейная отрицательная обратная связь (ООС) приводит к уменьшению коэффициента усиления, а следовательно к уменьшению искажений формы колебаний. Для поддержания U m = const и минимальных искажений формы используют автома-

тическое регулирование коэффициента усиления в зависимости от амплитуды гене-

43

рируемых колебаний. Для этого используется цепь нелинейной ООС, когда одним из ее элементов является нелинейное сопротивление. Изменение его сопротивления приводит к изменению глубины ООС, а следовательно коэффициента усиления усилителя.

Мост Вина представляет собой четырехплечный мост переменного тока, два плеча которого состоят из частотно зависимых элементов, а два других – чисто активные.

Рисунок 13.8 – Мост Вина: R1,R2,C1,C2 – частотозависимая ветвь моста (ветвь ПОС); R3,R4 – активная ветвь моста (ветвь ООС).

Существует единственная частота

	f0 =			1			=[R1 = R2	= R,C1 = C2 = C] =		1	,
									2πRC
		2π R1C1R2C2
	на которой фазовый сдвиг между подводимым напряжением U1 и напряжением на
	выходе U 2 равен нулю.
	Коэффициенты передачи				ветви ПОС			моста Вина на		этой частоте равен
	КОС =1/ 3 . Следовательно,			минимальный коэффициент усиления для обеспечения

выполнения БА Кус = 3 . Реальный двухкаскадный усилитель позволяет получить усиление по напряжению намного превышающий Кус = 3 , поэтому такой усилитель охватывается глубокой ООС.

Рисунок 13.9 – RC-генератор с мостом Вина: VT1, VT2 – усилительные элементы двухкаскадного усилителя;

R1, R2, R3, R4, C2, C2 – частотнозависимая ветвь моста (ветвь ПОС);

44

R3, R4, R5 – элементы, обеспечивающие режим по постоянному току каскада на

VT1;

R6 – нагрузка коллекторной цепи VT1; R7, R8 – активная ветвь моста (ветвь ООС);

C3, C4 – разделительные конденсаторы, т.е. не пропускают постоянный ток на вход второго каскада и в нагрузку соответственно;

R9,R10 – элементы, обеспечивающие режим по постоянному току каскада на

VT2;

R11 – нагрузка коллекторной цепи VT2;

R12 – температурная стабилизация рабочей точки. На R12 образуется сигнал ООС, которым дополнительно охватывается каскад на VT2;

R13 – нагрузка генератора.

БФ выполняется за счет того, что двухкаскадный усилитель на транзисторах, включенных по схеме с ОЭ, имеет полный фазовый сдвиг между сигналами U A и

Uвых 3600. Мост Вина по частоте генерации не вносит фазового сдвига.

БА выполняется следующим образом. Двухкаскадный усилитель, имеющий коэффициент усиления Кус >> 3 , охватывают обратной отрицательной связью (в цепях

эмиттеров транзисторов отсутствуют конденсаторы и введена активная ветвь моста Вина), которая снижает коэффициент усиления.

При подключении к источнику питания уменьшается потенциал коллектора транзисторов. По частотозависимой ветви моста на вход усилителя (базу VT1) поступает это уменьшение (сигнал ПОС), уменьшая потенциал базы и увеличивая потенциал коллектора. Теперь рост потенциала коллектора поступает по цепи ПОС на вход усилителя и приводит к уменьшению потенциала коллектора и т.д. Таким образом, на выходе будут наблюдаться колебания электрической энергии.

RC-генераторы применяют при радиотехнических измерениях в диапазоне звуковых, низких и очень низких частот.

14 ФОРМИРОВАНИЕ ДВУХПОЛОСНЫХ АМ СИГНАЛОВ

14.1 Общие сведения

Для формирования АМ сигнала необходимо сумму напряжений несущего колебания и модулирующего сигнала подать на вход нелинейной цепи, содержащей полупроводниковый диод или транзистор. Спектр тока в такой цепи содержит составляющие, которых нет в воздействующем на нее напряжении. Остается выделить с помощью электрического фильтра составляющие, образующие АМ сигнал.

На ВАХ диода, транзистора или лампы можно выделить квадратичный и линейный участок. Использование первого участка определяет режим малого сигнала, при котором входное напряжение не должно заходить как в область отсечки, так и в область насыщения. Использование второго участка определяет режим сильного сигнала, при котором входное напряжение переводит транзистор в режим отсечки, а может переводить его и в режим, близкий к насыщению. ВАХ на первом участке аппроксимируют полиномом n -ой степени, а на втором участке – ломаной прямой.

Амплитудные модуляторы классифицируют:

1. по схеме соединения НЭ - на однотактные (содержащие один НЭ), балансные (представляющие собой два однотактных), и кольцевые (представляющие собой два балансных);

45

2. по типу применяемых НЭ – на пассивные (на полупроводниковых диодах) и активные (на лампах, транзисторах).

14.2 Однотактные модуляторы

Рисунок 14.1 – Принципиальная схема диодного амплитудного модулятора. Напряжение модулирующего сигнала u(t) перемещает рабочую точку по квад-

ратичному участку ВАХ диода путем изменения напряжения смещения U0 +u(t) на аноде относительно катода. Зависимость тока через диод от времени i(t) имеет

сложный характер. Приращения тока различны в положительный и отрицательный полупериоды как несущего, так и модулирующего колебаний. Ток первой гармоники i1 (t) оказывается промодулированным по амплитуде сигналом u(t) . Напряжение

sАМ (t) на выходе колебательного контура, настроенного на частоту несущей ωн и имеющего полосу пропускания, равную ширине спектра АМ сигнала ∆ωАМ , пропор-

ционально току этой гармоники. Остальные гармоники тока отфильтровываются, т.к. сопротивление контура на их частотах практически равно нулю.

Рисунок 14.2 – Временные диаграммы работы диодного амплитудного модулятора.

46

Такой же вывод можно получить, воспользовавшись спектральным методом анализа нелинейной цепи. Пусть ВАХ диода представлена полиномом второй степени:

i(u) = a0 + a1u + a2u2 ,

где a0 , a1 , a2 - коэффициенты аппроксимации; u = sн +u - бигармоническое воздействие;

sн =U m cosωнt - напряжение несущего колебания;

u(t) =U mи cosΩt - напряжение модулирующего сигнала. Вид полинома после подстановки:

i(u) = a0 + a1 (sн +u) + a2 (sн +u)2 = a0 + a1sн + a1u + a2 sн2 + 2a2 sнu + a2u2 .

Подчеркнуты составляющие тока с частотами, сосредоточенными вблизи частоты несущей ωн . В сумме они образуют ток первой гармоники i1 (t) , промодулиро-

ванный по амплитуде модулирующим сигналом:

i1 (t) = a1U m cosωнt + 2a2U mU mи cosωнt cosΩt = a1U m (1+ 2a2U mи / a1 cosΩt)cosωнt.

Напряжение на контуре:

sAM (t) = i1 (t)Zк = a1U m Zк (1+ 2a2U mи / a1 cosΩt)cosωнt =U m1 (1+ m cosΩt)cosωнt ,

где Zк - входное резонансное сопротивление контура;

U m1 = a1U m Zк - амплитуда напряжения на контуре при отсутствии модуляции; m = 2a2U mи / a1 - коэффициент амплитудной модуляции.

АЧХ контура

Рисунок 14.3 – Спектр тока через диод.

Т.к. диоды имеют незначительный участок с квадратичной характеристикой, то уровень АМ сигнала на выходе такого модулятора мал.

Для повышения напряжения выходного АМ сигнала диодный модулятор используют в режиме больших значений модулирующего и несущего колебаний. Еще больший его уровень будет, если модулятор выполнить на активном НЭ.

47

Рисунок 14.4 – Принципиальная схема амплитудного модулятора на транзисторе.

Напряжение смещения U0 обеспечивает режим работы транзистора с отсечкой. За счет того, что рабочая точка перемещается модулирующим сигналом u(t) , происходит непрерывное изменение амплитуды и угла отсечки коллекторного тока iк (t) . Вследствие этого амплитуда первой гармоники коллекторного тока iк1 (t) меняется во времени пропорционально модулирующему сигналу u(t) . Напряжение на колеба-

тельном контуре будет представлять собой АМ сигнал.

Такой же вывод можно получить, воспользовавшись графическим методом анализа нелинейной цепи. Соответствующие построения приведены на рисунке 14.5.

Рисунок 14.5 – Временные диаграммы работы амплитудного модулятора на транзисторе.

Амплитуда импульсов коллекторного тока:

Im (t) = Im0 + ku(t) ,

где Im0 - значение амплитуды импульсов тока при отсутствии модулирующего сиг-

нала;

k - размерный коэффициент пропорциональности.

48

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

Im1 (t) =α1 (θ)Im (t) =α1 (θ)(Im0 + ku(t)).

Амплитуда напряжения на контуре:

U m1 (t) = Im1 (t)Zк =α1 (θ)Im0 Zк (1+ kUmи / Im0 cosΩt) =U m1 (1+ m cosΩt) ,

где U m1 =α1 (θ)Im0 Zк - амплитуда напряжения, обусловленного первой гармоникой

коллекторного тока, при отсутствии модуляции;

m = kUmи / Im0 - коэффициент амплитудной модуляции. Напряжение на выходе модулятора:

sAM (t) =U m1 (1+ m cosΩt)cosωнt .

При такой модуляции неизбежны искажения: форма огибающей АМ сигнала отличается от формы модулирующего сигнала, т.к. с изменением последнего происходит изменение угла отсечки θ и соответственно коэффициента Берга α1 (θ) .

14.2 Балансный (двухтактный) модулятор

Позволяет получить балансно-модулированный (БМ) сигнал, спектр которого состоит из двух боковых полос и не содержит несущего колебания.

Рисунок 14.6 – Принципиальная схема диодного балансного модулятора. При положительной полуволне напряжения несущей частоты оба диода откры-

ты, сопротивление их мало, и через первичную обмотку трансформатора Тр2 протекает выходной ток. При отрицательной полуволне диоды закрыты, сопротивление их велико и тока в обмотке нет. Этот ток имеет вид импульсов. С изменением полярности модулирующего напряжения изменяется направление тока (отрицательные импульсы). Отсутствие колебания несущей частоты на выходе модулятора объясняется тем, что несущее колебание подается в средние точки трансформаторов Тр1 и Тр2 и магнитные потоки, создаваемые токами несущей частоты i1 и i2 в полуобмот-

ках трансформаторов, имеют встречные направления и взаимно уничтожаются. Нагрузкой модулятора служит контур, настроенный на несущую частоту ωн , кото-

рый выделяет БМ сигнал.

Рисунок 14.6 – Временные диаграммы модулирующего напряжения, напряжения несущей и выходного тока.

49

Воспользуемся спектральным методом анализа нелинейной цепи. Пусть ВАХ диодов одинаковы и аппроксимируются полиномом второй степени. Пусть в некоторый момент времени полярность напряжений такая, как указана на рисунке 14.5. Тогда напряжение на диодах:

uд1 (t) = sн (t) +u(t) ; uд (t) = sн (t) + u(t) .

Токи в цепях диодов:

i1 = a1 (sн +u) + a2 (sн +u)2 ;

i2 = a1 (sн −u) + a2 (sн −u)2 .

Токи в трансформаторе Тр2 направлены встречно и результирующее напряжение на выходе схемы с учетом подавления некоторых составляющих контуром:

sБM (t) = kZк (i1 −i2 ) = 4kZкa2 sн (t)u(t) .

Imk

0
	2Ω	Ω− ω
	Ω	0
		0
		ω

Рисунок 14.7 -

АЧХ контура

			0	ω
	+Ω
			2ω
	0
	ω

Спектр выходного тока.

В балансном модуляторе в выходном токе отсутствуют составляющие нелинейного преобразования с частотами 2тΩ, mωн , ωн ± 2nΩ. При этом облегчается выде-

ление БМ сигнала.

15 ФОРМИРОВАНИЕ ОДНОПОЛОСНЫХ АМ СИГНАЛОВ

Передача информации одной боковой полосой имеет следующие преимущества:

-не тратится мощность передатчика на передачу несущих колебаний, за счет чего можно увеличить мощность колебаний передаваемой боковой полосы, а следовательно, и дальность действия связи;

-при отсутствии модуляции мощность не расходуется, т.к. передачи несущих колебаний нет;

-меньше занимаемая полоса, что позволяет отведенную для системы полосу частот уплотнить большим числом каналов;

-требуется более узкая полоса пропускания приемника, что повышает помехозащищенность за счет снижения уровня помех в рабочей полосе.

15.1 Методы формирования ом сигнала

1) Метод фильтрации.

Рисунок 15.1 – Структурная схема.

50