ИВЭП. Это позволяет обеспечить устойчивость работы источника электропи-

тания при воздействии всех внешних дестабилизирующих факторов.

Вторая половина оптопары DAугр устройства гальванической развязки со-

держит фототранзистор, сопротивление которого изменяется при изменении яркости светового потока, поступающего от светодиода первой половины этой оптопары (см. рис. 4). Конденсатор Сбк, включенный между базой и коллекто-

ром фототранзистора, служит для исключения влияния высокочастотных им-

пульсов помехи на работу схемы управления. Резисторы R ус1, Rус2 образуют де-

литель напряжения, выходное напряжение которого подключено к выводу2

микросхемы DAсу. Этот вывод является входом схемы сравнения ИМС, которая управляет работой внутренней схемы, осуществляющей преобразование анало-

гового сигнала в импульсную последовательностьUу. Питание фототранзисто-

ра оптопары DAугр осуществляется от источника опорного напряженияUоп че-

рез резистор Rоптр.

6.Расчет «бестрансформаторного» ИВЭП

6.1.Исходные данные для расчета

Вданном разделе приведен пример расчета«бестрансформаторного»

ИВЭП. При выдаче технического задания каждый студент получает конкретные исходные данные, отличные от нижеприведенных.

1. Максимальное напряжение сети переменного напряжения(действую-

щее значение) – Ес max = 265 В.

2. Минимальное напряжение сети переменного напряжения(действую-

щее значение) – Ес min = 174 В.

3.Частота сети переменного напряжения – f = 50 Гц.

4.Выходное напряжение ИВЭП – Uн = 12 В.

5.Пульсации выходного напряжения DUн = 0,05 В.

6.Максимальный ток нагрузки ИВЭП – Iн max = 3 А, максимальная выход-

ная мощность Рн max = 36 Вт.

32

7.Пульсации напряжения на конденсатореСнч сглаживающего фильтра сетевого выпрямителя – DЕп = 40 В.

8.КПД ИВЭП – не менее h = 0,6.

9.Режим работы силового каскада – ПТ.

10.Частота преобразования ОПНО – fпр = 20 кГц.

11.Максимальная температура окружающей среды – Токр = + 50оС.

12.Суммарная индуктивность рассеяния обмоток силового трансформа-

тора – Ls = 1,5 мкГн.

13. Амплитуда увеличения импульса напряжения сток-исток силового МДП транзистора, возникающего за счет влияния индуктивности рассеяния обмоток силового трансформатора – DUси = 75 В.

Цель студента при выполнении курсового проекта – изображение полной принципиальной схемы ИВЭП, нахождение значений параметров элементов схемы ИВЭП, определение электрических и эксплуатационных параметров элементов и вычисление КПД. При защите необходимо объяснить работу пол-

ной схемы и функциональное назначение входящих в нее элементов.

6.2.Порядок расчета

6.2.1.Определяем максимальное Еп max и минимальное Еп min значение по-

стоянного напряжения питания силового каскада.

Еп max = 2Ес max =1,41´265 = 373,65 В @ 375 В ,

(6.1)

Еп min = 2Ес min - DЕп - 2U д =1,41´174 - 40 - 2 ´1 = 203 В.

(6.2)

где Uд – падение напряжения на диоде сетевого выпрямителя Uд = 1 В.

6.2.2. Выбираем тип диода VDc1,…VDc4 сетевого выпрямителя.

6.2.2.1. Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к диоду,

равно максимальному значению выпрямленного напряжения
Uд обр = Еп max = 375 В.	(6.3)

6.2.2.2. Средний ток, протекающий через каждый из диодов, определяется

33

	Iд ср =	Рн	=	36	= 0,1111 А.	(6.4)
		2Еп min η		2 ´ 203´ 0,8

Величина коэффициента полезного действия h предварительно принима-

ется равной 0,8, что является типичным значением для современных«бес-

трансформаторных» ИВЭП, у которых он лежит в пределах 0,75...0,85.

6.2.2.3. Диоды выбираются таким образом, чтобы для этих расчетных значений напряжений и токов выполнялся упомянутый в разделе3 коэффици-

ент запаса kз < 0,7. Кроме того, необходимо учитывать наличие в сети возмож-

ных импульсных низкочастотных и высокочастотных перенапряжений, поэто-

му для сетевых выпрямителей желательно, чтобы допускаемые напряжения превышали расчетные в 2…3 раза по отношению к расчетным (см. прил. 2).

В нашем случае подходят диоды типа КД253Б, у которых максимально допустимое обратное напряжение Uобр мах = 800 В, а ток: Iср = 1 А, Uд пр = 1,5 В,

tвосст = 220 нс.

6.2.3. Рассчитываем емкость сглаживающего конденсатора сетевого вы-

прямителя конденсатора Снч

	Снч =	0,5Рн	=	0,5´36	= 32,3 мкФ ,	(6.5)
		mЕс min fDЕп η		2 ´174 ´50 ´ 40 ´0,8

где m – фазность выпрямляемого напряжения, для однофазной сети переменно-

го напряжения и мостовой схемы выпрямителя: m = 2.

Учитывая, что обычно емкость электролитических конденсаторов имеет технологический разброс ± 20 % и более, из номинального ряда емкостей вы-

бираем номинальное значение емкости Снч = 47 мкФ.

Максимальное напряжение на этом конденсаторе

Uс нч мах = Еп мах = 375 В. (6.6)

Из номинального ряда напряжений по справочной литературе выбираем конденсатор с максимально допустимым напряжением450 В, тип, напряжение и емкость которого соответственно равны К50-26, Uн = 450 В, Сн = 47 мкФ.

34

6.2.4. Рассчитываем максимальную скважность gmax

ляющих работой МДП транзистора VTs:

γmin	=	tи	=	DU си	=		75
				DUси + Еп min -Uси.откр			+ 203 - 2
		Т			75

импульсов Uу, управ-

= 0,27 ,

(6.7)

где Uси откр – падение напряжения на открытом транзистореVTs, принимается

равным Uси. откр = 2…5 В

6.2.5.Рассчитываем характеристики силового трансформатора TV.

Максимальный ток первичной обмотки w1:

I w1 max	=	2,1Рн	=		2,1´36	=1,72 А.	(6.8)
		Еп min γmax η			´0,27 ´0,8
			203

Действующее значение тока обмотки w1:

I w1 = Iw1max

γmax

=1,72

0,27

= 0,516 А.

(6.9)

3

3

Коэффициент трансформации силового трансформатора:

w

(Uн +U д пр )(1- γmax )

(12 +1)´(1- 0,27)

2

n =

=

=

0,27 ´(203 - 2) = 0,173, .

(6.10)

w

γ

max

(Е

п min

-U

си откр

)

1

где Uд пр – прямое падение напряжения на диоде VDв.

Действующее значение тока вторичной обмотки w2 и диода VDв:

	I w2	=			Iw1			=	0,516				= 6,046А.	(6.11)
			n	1		- γmax			0,173	1- 0,27
						3					3

Действующее значение тока обмотки управления wсу не рассчитывается в силу его малости.

Индуктивность первичной обмотки w1 трансформатора TV:

L	=	γmax Еп min		=	0,27	´ 203		=1,59 мГн.	(6.12)
1		Iw1max	fпр		1,72´ 20

Определяем число витков первичной обмоткиw1. Из данных прил. 1

предварительно выбираем магнитопровод МП140 2(К24´13´7). Для него сред-

35

няя длина силовой линии lср = 5,8 см, площадь поперечного сечения сердечника равна Sс = 0,385 см2, магнитная проницаемость m = 140 [9].

w	=104		L1lср	=104		1,59 ´10-3 ´ 5,8	=116,53.	(6.13)
1		1,26mSc			1,26 ´140 ´ 0,385

Полученный результат следует округлить до ближайшего целого и жела-

тельно четного числа, поэтому w1 = 116 вит.

Приращение рабочей индукции в сердечнике магнитопровода за время действия импульса тока первичной обмотки:

DВ =10

4 Еп min γmax

=10

4

203

´0,27

= 0,614 Тл.

(6.14)

w S

c

f

пр

116 ´0,385´ 20 ´103

1

Индукция насыщения материала сердечника МП140 равна Внас = 0,65 Тл.

Она больше, чем рассчитанное приращение DВ, поэтому можно сделать вывод о том, что типоразмер магнитопровода выбран верно. В противном случае тре-

буется выбрать магнитопровод с меньшей магнитной проницаемостьюm и пе-

ресчитать число витков. Тем не менее, величина индукции весьма велика (более чем 0,3 Тл), поэтому при макетировании схемы потребуется экспериментальная проверка теплового режима работы трансформатораTV из-за увеличенных по-

терь на гистерезис.

Если при расчете приращения индукции получается, что DВ < 0,1 Тл, то следует выбрать магнитопровод меньшего типоразмера и повторить вычисле-

ния.

Определяем коэффициент трансформации обмотки wсу питания схемы управления по отношению к обмотке w1

n =	wсу		(Uсу +U д су )(1- γmax )		(14 +1)´(1- 0,27)	= 0,201,
		=		=			(6.15)
су	w1		(Еп min -Uси откр )γмах		(203 - 2)´ 0,27
где Uсу = 14 В – напряжение питания DAсу; Uд су – прямое падение напряжения
на диоде VDсу, принимаем Uд су = 1 В.
Определяем число витков обмоток трансформатора TV.
			w2 = nw1 = 0,173 ´116 = 20,068.				(6.16)

36

Выбираем w2 = 20 витков.
wсу = nсу w1 = 0,201´116 = 23,3.	(6.17)

Выбираем wсу = 24 витка.

Определяем диаметр проводов обмоток и потери мощности в обмотках трансформатора.

Для уменьшения индуктивности рассеянияLs необходимо равномерное распределение обмоток по поверхности тороидального магнитопровода и рас-

положение их друг над другом с минимальным расстоянием, т. е. толщина изо-

ляции между обмотками должна быть минимальной. В рассматриваемом случае обмотку w1 наматывают первой и далее наматывают обмотку w2.

Диаметр провода d1 п с изоляцией определяют исходя из условия распо-

ложения обмотки w1 виток к витку по внутренней окружности сердечника в один слой

d	=	pd	=	3,14 ´13	= 0,3518 мм,	(6.18)
1п		w1	116

где d – внутренний диаметр выбранного сердечника магнитопровода. Геомет-

рические и электрические параметры тороидальных магнитопроводов типа МП приведены в прил. 1.

Справочные данные по обмоточным проводам приведены в прил. 3, отку-

да выбираем для первичной обмотки провод ПЭТВ-2. Его диаметр без изоляции равен d1п = 0,44 мм, сечение провода S1п = 0,11134 мм2, а сопротивление 1 м

провода (погонное сопротивление): r1пог = 0,152 Ом/м.

Определяем плотность тока в проводе обмотки w1

j =	Iw1	=	0,516	= 4,55 А/мм2 ,	(6.19)
1	S1п	0,1134

что не удовлетворяет требуемой общепринятой норме: jмах = 4 А/мм2.

Для уменьшения плотности тока в обмоткеw1 выбираем провод с боль-

шим диаметром: ПЭТВ-2 – 0,47 мм. Тогда для этого провода плотность тока определится

37

j =	0,516	= 2,97 А мм2 ,	(6.19а)
1	0,1735

что удовлетворяет нормам.

Длина провода первичной обмотки

l1п = [2h + (D - d )]w1 = [2 ´7 + 2(24 -13)]´116 = 4176 мм,			(6.20)
т. е. l1п = 4,176 м.
Потери мощности в проводе обмотки w1
Р	= I 2 l r	= 0,5162 ´ 4,176 ´0,0993 = 0,11 Вт ,	(6.21)
1п	w1 1п 1п

где r1п = 0,993 Ом – сопротивление провода первичной обмотки постоянному току.

Очевидно, что столь малыми потерями мощности можно пренебречь.

Диаметр провода вторичной обмотки без изоляции

d2пп =1,13	I w2	=1,13	6,046	=1,389 мм.	(6.22)
			4
	jmax

Из данных таблицы прил. 3 по диаметру d2пр выбираем провод ПЭТВ-2– 1,45. Его поперечное сечение S2пр = 1,6513 мм2, а погонное сопротивление r2пог

=0,0106 Ом/м.

Сучетом наличия на сердечнике обмоткиw1 и межобмоточной изоляции длина провода вторичной обмотки находится

l2пп = [2(h + 2)+ (D - d + 2)]´ w2 =

(6.23)

= [2 ´ (7 + 2)+ 2 ´(24 -13 + 2)]´ 20 = 880 мм ,

т. е. l2пр = 0,88 м.

Потери мощности в проводе вторичной обмотки

Р	= I 2 l r	= 6,0462 ´ 088 ´ 0,0106 = 0,34 Вт.	(6.24)
2пп	w2 2пп 2ппо

Так как ток, протекающий по обмотке wсу, достаточно мал и не превыша-

ет 10…20 мА, то для нее из таблицы прил. 3 выбираем провод ПЭТВ-2 – 0,1, и

расчет потерь мощности не делаем.

38

Вычисление потерь мощности в магнитопроводе является довольно

сложной задачей. На этапе расчета потери считают равными потерями в прово-

дах обмоток, т. е. полные потери мощности в трансформаторе равны

РTV = 2(Р1пр + Р2пр) = 2´(0,11 + 0,34) = 0,9 Вт.

(6.25)

Выбираем тип транзистора VTs и его энергетические характеристики.

Действующее значение тока стока транзистора равно току первичной об-

мотки w1: Iw1 = Iс = 0,516 А. Максимум напряжения сток-исток транзистора бу-

дет иметь место непосредственно в процессе его запирания

Uси max и	= Еп max	+	U		н +Uд	+ULs = 375 +	12 +1		+ 25	= 475 В.	(6.26)
					n			0,173

где ULs – напряжение, вызванное накоплением тока в индуктивности рассеяния обмоток TV. На предварительном этапе расчета принимается ULs = 25 В.

На основании расчетов по величинам напряженияUси мах и тока Iс и в со-

ответствии с данными прил. 4 выбираем транзистор КП728С1, у которого па-

раметры: Uси max = 650 В, Iс max = 4 А, Rси откр = 4 Ом, Рmax = 75 Вт.

Статические потери мощности в транзисторе составляют:

Р	тр ст	= R	I 2 [1+	0,007(T -Т	окр	)]=
		си.откр	w1	п			(6.27)
		= 4 ´0,5162 [1		+ 0,007(125 - 50)]=1,624 Вт ,
где Rси откр – сопротивление транзистора VTs					в открытом состоянии при темпе-

ратуре + 25оС; Тп = + 120оС – максимальная температура перехода транзистора;

Токр = + 50оС – максимальная температура окружающей среды.

Поскольку рассчитываемый преобразователь предназначен для работы в режиме ПТ, то коммутационными потерями мощности, вызванными наличием импульса тока Iс max и, можно пренебречь.

Потери мощности при выключении транзистораVTs зависят от длитель-

ности спада тока стока (tсп), которое, в свою очередь, определяется временными и амплитудными параметрами сигналаUу, формируемого схемой управления.

Практически для выбранной элементной базы можно принять, что интервал времени: tсп = 200 нс.

39

Ориентировочно потери мощности при выключении транзистораVTs оп-

ределяются

Рvts выкл =		Iw1maxU си max tсп fпр	=
2					(6.28)
		1,72 ´ 475´ 0,1´10-6 ´ 20 ´103
=				= 0,817 Вт.
2
Суммарная мощность, рассеиваемая транзистором VTs,:
Рvts S = Рvts ст + Рvts выкл = 1,624 + 0,817 = 2,441 Вт.					(6.29)
Выбираем выпрямительный диод VDв.
Действующее значение тока диодаVDв равно току вторичной					обмотки:
Iw2 = Iв. Обратное напряжение, прикладываемое к диоду
Uв обр =Uн +Uси max n =12 + 475´0,173 = 94,175 В.					(6.30)

Критерии выбора диода те же, что и для транзистора. Поскольку через

диод протекает значительный ток, то его следует выбирать с бóльшим запасом.

В определенной степени это позволит уменьшить размеры теплоотвода. Руко-

водствуясь этим, выбираем диодную сборку КДС636БС, которая представляет собой два диода Шоттки с общим катодом. Она имеет: обратное напряжение Uд

обр = 120 В и максимальный прямой ток– Iд max = 15 А. Время восстановления обратного сопротивления – tвосст = 80 нс. Падение напряжения на этой диодной

сборке равно: Uд пр = 1,2 В.
Статические потери мощности диода VDв:
Рд ст = Uд прIw2 = 1,2´6,046 = 7,641 Вт.	(6.31)

Поскольку преобразователь работает в режиме ПТ, то коммутационными

потерями мощности, вызванными наличием импульса токаIв обр в режиме НТ,

можно пренебречь. Этому же способствует тот факт, что в качестве VDв ис-

пользуется сборка из диодов Шоттки. Поэтому полные потери мощности диода равны Рд ст.

Определяем параметры элементов схемы управления рис. 11.

Рассчитываем сопротивление резистора запуска ИВЭП– Rст1. Через этот резистор протекает ток заряда конденсаторов Ссу1, Ссу2, Ссу3 и ток запуска ИМС

40

DAсу, равный 0,5 мА. Напряжение запуска ИМС, то есть включения ее в работу,

составляет 16 В. Предположим, что требуемый суммарный ток запускаIзап ра-

вен удвоенному току запуска1,0 мА, тогда схема будет надежно запускаться,

если сопротивление резистора Rст1 равно

R	=	Еп min -U	зап	=	203	-16	=187 кОм.	(6.32)
		Iзап			1´10-3
ст1

Ближайшим из стандартного ряда Е24 является резистор сопротивлением

180 кОм. Следовательно, Rст1 = 180 кОм. Мощность, рассеиваемая этим рези-

стором при максимальном напряжении Еп, составляет

Р			(Еп max -Uсу )2		(375	-14)2	= 0,724 Вт.	(6.33)
		=		=	180	´103
Rсст			R
			ст
Определяем параметры элементов цепи защиты силового транзистора VTs
от перегрузки по току: Rт1, Rт2 и Rт3.
Сопротивление открытого транзистора VTs							типа КП728С1, используемое
при расчете потерь мощности, приведено для наихудшего случая. При опреде-
лении параметров	элементов цепи				защиты		по току целесообразнее руково-

дствоваться типовым значением сопротивления транзистораVTs, которое, как правило, лежит в пределах0,5…0,8 от максимального, указываемого в пас-

портных данных. Напряжение на выводе 3 ИМС, равное падению напряжения на сопротивлении резистора Rт3, при котором начинается ограничение длитель-

ности импульса Uу, составляет U3 ИМС = 1 В. Исходя из того, что амплитуда им-

пульса тока, протекающего через резистор Rт3, должна находиться в пределах

0,5…1,0 мА, выбираем его сопротивление равным1,2 кОм. В качестве диода

VDт применяем	широко распространенный диод маломощный диод типа
КД522Б. Примем, что падение напряжения на диодеVDт, равно Uдт пр = 1,2 В,
найдем сопротивление резистора Rт2
Rт2	=	(0,75Rси откр I w1max +U дт пр -U3 ИМС )Rт3	=
		U3ИМС		(6.34)

= (0,75´ 4 ´1,72 +1,2 -1) ´1,2 = 6,432 кОм. 1

41

Из номинального ряда сопротивлений выбираем: Rт2 = 6,8 кОм.

Меньшее значение сопротивленияRт1 рассчитаем исходя из того, что протекающий через него ток Iт1 макс не должен превышать 10 мА при номиналь-

ном напряжении питания схемы управления и при минимальном падении -на пряжения на силовом транзисторе VTs и диоде VDт. Максимальное сопротивле-

ние резистора Rт1 выбирается таким, чтобы при напряжении на выводе 7 ИМС,

близком к напряжению выключения Uвыкл = 10 В и при максимальном напряже-

нии на открытом транзисторе VTs, диод VDт был открыт. Следовательно

Uсу

£ Rт1 £

U

выкл

(R

+ R

)

- (Rт2

+ Rт3 ).

(6.35)

т2

т3

0,75Rси откр Iw1 max +U дт пр

Iт3маx

Подстановка численных значений дает

14

£ R

£

10 ´ (6800 +1200)

- (6800 +1200),

(6.36)

0,01

т1

0,75 ´ 4 ´1,72 +1,2

и после вычислений получим

(1400 £ Rт1 £ 4919,9) Ом.

(6.37)

Из полученного диапазона и известного номинального ряда сопротивле-

ний выбираем резистор Rт1 = 2,2 кОм.

Рассчитываем сопротивление резистора Rу в цепи управляющих импуль-

сов Uу (в цепи затвора транзистора VTs).

Если принять, что время переключения силового транзистора равно tсп, то

выходной ток ИМСDAсу, требующийся для переключения VTs, находится по формуле

Iз	Q			60 ´10-9		= 0,6 А,
	=	з	=				(6.38)
				100 ´10-9
	tсп

где Qз – полный заряд емкости затвор-исток транзистора VTs. Для современных транзисторов величина Qз приводится, обычно, в справочных данных. Для на-

шего случая принимаем Qз = 60 нКл.

Тогда сопротивление резистора Rу определится

42

	Rу	U		у		14	= 23,3 Ом.
		=			=			(6.39)
			I з			0,6

Выбираем Rу = 22 Ом.

Определяем параметры цепи Rf и Cf, определяющей частоту преобразова-

ния силового каскада fпр.

Согласно технической документации на ИМС типа КР1033EУ15А, если сопротивление Rf = 20 кОм, то для выбранной частотыfпр = 20 кГц требуется иметь следующую емкость конденсатора Сf

С f

1,8

1,8

4,5´10

-9

Ф.

=

Rf

=

=

3

´ 20

´10

3

(6.40)

fпр

20´10

Из номинального ряда емкостей конденсаторов выбираем Сf = 4700 пФ.

Мощность, рассеиваемая ИМС DAсу.

Потери мощности на управление транзистором VTs можно найти

Р	= Р = Q U		су	f	пр	= 60 ´10-9 ´14 ´ 20 ´103	= 0,017 Вт.	(6.41)
упр	з	з
Собственные потери мощности ИМС:
	РИМС =Uсу IИМС =14 ´0,02 = 0,28 Вт,							(6.42)
где IИМС – максимальный ток,					потребляемый ИМС во включенном состоянии:
IИМС = 0,02 А.
Суммарные потери мощности:
	РS ИМС = Рупр + РИМС = 0,017 + 0,28 = 0,3 Вт.							(6.43)

Эта величина меньше, чем нормативно допускаемая РS ИМС max = 1 Вт.

Определяем параметры цепи Rдел1 и Rдел2 обратной связи схемы сравнения по напряжению в схеме рис. 4.

Внутреннее опорное напряжение ИМС схемы сравнения рис. 4 – DAсс,

равно Uоп сс = 2,5 В. Оно формируется при помощи делителя напряженияRдел1,

Rдел2. Выбираем величину тока через делитель Iдел = 10 мА, тогда сопротивление

Rдел2 можно найти следующим образом :

43

R	U		оп.сс		2.5		= 250 Ом.
	=			=				(6.44)
дел2		Iдел.сс			0,01

В соответствии с известным рядом 24Е выбираем резистор сопротивле-

нием Rдел2 = 240 Ом.

Для точной настройки уровня выходного напряженияUн резистор Rдел2

должен быть переменным или подборным. Средняя величина этого сопротив-

ления определяется

R	U		н -Uоп.сс	- R	=	12		- 2,5	- 240	= 710 Ом.
	=										(6.45)
дел1			Iдел	дел2		0,01

Следовательно, если этот резистор будет переменным, то с достаточным запасом можно принять: Rдел1 = 1,5 кОм. Если он будет подборным, то диапазон его сопротивлений должен лежать в пределах от 470 Ом до 1,5 кОм.

Определяем параметры элементов демпфирующей цепиVDд, Rд и Сд си-

лового каскада схемы рис. 4.

В соответствии с законом сохранения энергии магнитного поля можно определить, что ЕLs = ЕСд, где ЕLs – энергия, накопленная в индуктивности рас-

сеяния обмоток силового трансформатораTV на этапе открытого состояния транзистора VTs, ЕСд – энергия, которую должен «поглотить» демпфирующий конденсатор Сд после выключения VTs при заданной амплитуде увеличения им-

пульса напряжения сток-исток: DUси = (Uси mах и – Uси min) = 25 В. Так как

						L I 2	= C	DU 2	,	(6.46)
						s с max	l	Cд
где DUсд = DUси = 25 В, то емкость демпфирующего конденсатора определяется
С		=	Ls Iс2max	=	1,5´10-6 ´1,7222				= 0,0071 мкФ ,	(6.47)
	д		DUси2				252

где Iс max = Iw1 max.

Выбираем емкость Сд = 7500 пФ.

Амплитуда импульса напряжения на конденсаторе можно найти из сле-

дующего выражения:

44

U сд max = (Uн +U дв )	w1	+ DUсд = (12 +1)	116	+ 25 = 100, 4 В .	(6.48)
	w		20
2

Выбираем конденсатор с емкостью 7500 пФ и максимальным напряжени-

ем 200 В.

Сопротивление демпфирующего резистора Rд будем искать исходя из то-

го, что напряжение на конденсаторе Сд уменьшается на величину DUСд за пери-

од Т = 1/fпр, чтобы к следующему моменту выключения транзистора конденса-

тор смог «поглотить» следующий импульс тока, накопленный в индуктивности рассеяния. Закон изменения напряжения на Сд имеет вид:

		uСд max (t )=UСд max exp				t	.	(6.49)
						RдСд
Откуда величина максимального сопротивления демпфирующей цепи
определится выражением
Rд	=				-1	=
			U		Сд max - DUСд
		f	прСд ln
					UСд max			(6.50)

-1

=20 ´103 ´ 7,1´10-9 ln 10125 = 24,76 кОм.

101

Для обеспечения заведомо полного разряда демпфирующего конденсато-

ра Сд во всех режимах работы преобразователя величину сопротивления рези-

стора Rд выбираем в два раза меньше расчетной, т. е. Rд = 12 кОм.

Напряжение на резисторе Rд демпфирующей цепи

URд =

Uн +U

д пр

=

12 +1

= 75,14 В.

(6.51)

n

0,173

Мощность, рассеиваемая резистором Rд,

РRд

=

U R2д

=

762

= 0,47 Вт .

(6.52)

Rд

12000

В соответствии с требуемым коэффициентом запаса kз выбираем резистор

Rд мощностью 1 Вт.

45

Через включенный диод VDд демпфирующей цепи протекает импульсный ток Iс max. Обратное напряжение равно максимальному напряжению сток-исток

Uси max и. Диод должен обладать повышенным быстродействием. Так как отно-

сительная длительность импульса тока, протекающего через него, мала, то можно выбрать диод с допускаемым средним током не более1 А и с макси-

мальным обратным напряжением 800 В. В соответствии со справочными дан-

ными прил. 2 этим условиям удовлетворяет диод КД247Д.

Находим КПД источника электропитания

h =				Рн			=
	Рн		+ PTV	+ PVT + Pд ст	+ РR ст1
						+ PS ИМС			(6.53)
				36
=									= 0,75.
			+ 0,9	+ 2,441 + 7,255 + 0,724 + 0,28
36

Точное определение пульсаций выходного напряженияDUн – процесс сложный и требует использования знания некоторых параметров сглаживаю-

щих конденсаторов Сф1 и Сф2, которые не оговариваются справочными данны-

ми или иной нормативной документацией. В значительной степени это отно-

сится к режиму ПТ, который принят для рассчитываемого импульсного преоб-

разователя.

Поэтому определение емкости конденсаторов может быть сделано из следующих соображений. Приближенно пульсации напряжения на выходе си-

лового каскада преобразователя определяются как:

DUн	=	γmax Iн max	.	(6.54)
		fпрСф

Выходной фильтр силового каскада состоит из двух электролитических конденсаторов Сф1 и Сф2, между которыми включен дроссельLф. Усложнение выходного фильтра ОПНО, т. е. введение дополнительных элементов, вызвано следующими обстоятельствами.

Современные электролитические конденсаторы практически всех типов имеют недостаток. Он заключается в том, что эти конденсаторы принципиально обладают внутренним эквивалентным последовательным сопротивлениемRЭПС

46

потерь (ЭПС), что снижает их эффективную емкость и является паразитным параметром элемента. Это сопротивление не позволяет получать достаточно малые величины напряжения DUн. Для исключения негативного влияния ЭПС в схему выходного сглаживающего фильтра ОПНО практически всегда вводится индуктивный элемент – дроссель. Требуемая величина индуктивности дросселя

Lф обычно невелика и составляет несколько десятков мкГн. Она реализуется путем использования малогабаритных высокочастотных дросселей типов ДМ,

номенклатура параметров которых достаточно велика.

Выражение (6.54), определяющее величину DUн, справедливо для случая,

когда RЭПС = 0. Приведенная емкость Сф может быть представлена как сумма емкостей конденсаторов Сф1 и Сф2. Для исключения негативного влияния ЭПС в схему введен дроссель Lф. Наиболее целесообразным является определение не-

которой условной емкости сглаживающих конденсаторов из выражения(6.54).

Эта емкость должна быть использована в качестве конденсаторов Сф1 и Сф2. То-

гда для заданной нормыDUн макс пульсаций выходного напряжения ИВЭП ем-

кости конденсаторов Сф1 и Сф2 находятся

	С		= С		=	kЭПС	γmax Iн max	=	5´0,27 ´3	= 0,00096 Ф ,	(6.55)
		ф1		ф2		DUн max fпр			0,05´ 20 ´103

где DUн мах = 0,05 В.

Исходя из соображений необходимости введения соответствующего -за паса по величине емкости, выбираем конденсаторы: Сф1 = Сф2 = 2200 мкФ.

Если полученное значение КПД не соответствует заданному в техниче-

ском задании, следует повторить его сначала, изменив некоторые, определяе-

мые студентом и согласованные с преподавателем параметры схемы. Такой вполне обоснованный и корректный последовательный процесс изменения ис-

ходных параметров схемы с последующим повторением расчета называется итерационным и широко применятся при разработке электронной аппаратуры различного назначения.

47