Глава 6 полупроводниковые диоды и транзисторы свч

6.1. Полупроводниковые диоды свч

Классификация диодов по типу структуры и технологическим осо­бенностям: диоды с р-п-переходом; с контактом металл—полупро­водник (диоды с барьером Шотки); со структурой металл—оки­сел—полупроводник (МОП-диоды) или металл—диэлектрик—по­лупроводник (МДП-диоды); со структурой типа ріт диоды с на­коплением заряда (ДНЗ); туннельные и обращенные диоды; лавинно-пролетные диоды (гл. 7); приборы с объемной неустойчи­востью или диоды Ганна (гл. 8). Классификация диодов по при­менению связана с их физическими особенностями: униполярной проводимости, нелинейного сопротивления (варисторы), нелиней­ной емкости (варикапы), управляемого сопротивления (рn-диод), отрицательного дифференциального сопротивления (туннельный диод, лавинно-пролетный диод, диод Ганна) и др. В связи с этим диоды подразделяются на смесительные, детекторные, моду­ляторные, параметрические, переключательные, умножительные, генераторные и туннельные (универсальные).

Диоды с р-п-переходом. Частотные свойства р-п-перехода оп­ределяются инерционностью процессов накапливания и рассасы­вания неосновных носителей заряда. Длительность этих процессов зависит от времени жизни неосновных носителей, и при уменьше­нии этого времени частотные свойства диодов улучшаются.

Уменьшение времени жизни неосновных носителей достигается введением специальных примесей, энергетические уровни которых расположены вблизи середины запрещенной зоны («глубокие уровни») и увеличивают вероятность рекомбинации. Например, введение золота в кремний п-типа снижает время жизни дырок до (1-5)10^-9 с.

Быстродействие диодов с р-n-переходом зависит также от за­кона распределения примесей (доноров и акцепторов) по структу­ре. Исследование этого вопроса привело к созданию диодов с на­коплением заряда (ДНЗ).

Распределение концентрации примесей в ДНЗ показано на рис. 6.1а. Переход создается в результате диффузии акцепторной примеси в полупроводник я-типа с равномерной концентрацией донорной примеси ЛГ. Концентрация акцепторов убывает по эспоненциальному закону, и р-n-переход образуется вблизи се­чения Х₀. Концентрация дырок в р-области (рис. 6.16) определяется разностью Nа—Nд электронов в n-области — раз­ностью Nд—N_а. Появление градиентов дырок и электронов вызывает диффузию. В n-области электроны (основные носители) нач­нут перемещаться из мест с большей концентрацией в места с меньшей концентрацией и вызовут нарушение электрической ней­тральности. В травой части n-области, откуда ушли электроны, проявится положительный заряд донорных ионов, а в левой ча­сти отрицательный заряд пришедших сюда электронов. Таким образом, в n-области возникает электрическое поле Е_п (см. рис. 6.16). Это поле вызовет в n-области дрейфовый ток электронов, направление которого противополож­но диффузионному току. Когда дрей­фовый ток станет равен диффузионно­му, наступает состояние равновесия, характеризуемое определенным значе­нием напряженности электрического поля Е_п в n-области. Такие же процес­сы происходят в р-области, в которой появится поле с напряженностью Е_р.

При подаче на диод прямого напря­жения происходит инжекция дырок в n-область и электронов в р-область. Однако в ДНЗ электрическое поле Е_п препятствует диффузии инжектирован­ных дырок вглубь n-области, поэтому они концентрируются (накапливают­ся) вблизи перехода. Аналогично ин­жектированные электроны накапливаются в р-области вблизи границы пе­рехода. В отличие от диодов с равно­мерным распределением акцепторов и доноров, в ДНЗ инжектиро­ванные электроны и дырки оказываются «сгруппированными» око­ло границ перехода.

При скачкообразном изменении напряжения с прямого на об­ратное в момент t=0 на рис. 6.1в концентрация ранее инжектиро­ванных неосновных носителей на границах перехода должна уменьшиться. Появление градиента концентрации носителей вызо­вет диффузионное движение этих носителей, которые потом перей­дут в другую область, так как электрическое поле в переходе яв­ляется для неосновных носителей областей p-n-перехода ускоряю­щим. Появляется большой обратный ток перехода, который огра­ничивается сопротивлением цепи (горизонтальный участок на рис. 6.1в). Для ДНЗ характерно то, что импульс обратного тока резко обрывается в некоторый момент времени t, когда хорошо «сгруп­пированные» около границ перехода неосновные носители закан­чивают прохождение перехода. При надлежащем выборе закона распределения примесей в ДНЗ интервал времени от t до при котором обратный ток достигнет значения 1,2 t₀ (t_о — обратный ток в статическом режиме), может составлять сотни или десятки пикосекунд. Поэтому ДНЗ называют также диодами с резким, восстановлением обратного тока или обратного сопротивления.

При воздействии на ДНЗ синусоидального напряжения, вызы­вающего как прямой, так и обратный токи, форма импульсов об- ратного тока оказывается резко несинусоидальной. Спектр перио­дических импульсов тока содержит много гармоник, поэтому ДНЗ применяются вместо других типов диодов в схемах умножения ча­стоты и позволяют получить больший коэффициент умножения. Пример параметров схемы умножения на ДНЗ: частота входного сигнала 2 ГГц, выходного — 10 ГГц, входная, мощность 2 Вт, вы­ходная — 0,15 Вт. На более низких частотах можно получить большую выходную мощность.

Pin-диод. В этом диоде (рис. 6.2a) между сильно легированны­ми областями с дырочной и электронной электропроводностью находится область с концентрацией носителей, близкой к кон­центрации pi и ni в собственном полупроводнике (рис. 6.26). Кон­центрации носителей в р-области р_Р и п_Р, а в п-области п_п и рn.

Рис 6.2

При подаче прямого напряжения в область одновременно инжек­тируются дырки из р-области и электроны из n-области. Сопро­тивление n-области и всего диода становится малым. При обрат­ном напряжении дырки и электроны экстрагируются из n-области в р и n-области соответственно. Уменьшение концентрации носи­телей в n-области приводит к увеличению сопротивления n-области и всего диода. Такая зависимость сопротивления р/n-диода от на­пряжения объясняет эффективность его применения в качестве мощного выпрямительного диода, у которого должны быть малое прямое и большое обратное сопротивления. Разработка р/n-диодов с малой емкостью позволила использовать их в СВЧ диапазоне.

Дифференциальное сопротивление р/n-диода при изменении знака напряжения изменяется на несколько порядков, в то время как емкость диода, определяемая в основном шириной n-области, изменяется незначительно. Слабая зависимость емкости от напря­жения расширяет возможности использования р/n-диодов в СВЧ схемах с колебательными системами.

В СВЧ диапазоне р/n-диоды используются для создания пере­ключающих цепей, переменных и ступенчатых аттенюаторов, амп­литудных модуляторов, плавных и ступенчатых фазовращателей. Например, для создания ступенчатого фазовращателя рn-диоды включаются с определенным интервалом в линию передачи.

В мощных рn-диодах для СВЧ диапазона ширина p-области делается большой (0,1—0,5 мм), чтобы они могли работать при больших амплитудах напряжения (свыше 1 кВ) и импульсной мощности 10 кВт и более. Большая ширина n-области позволяет также увеличить площадь сечения диода без существенного воз­растания емкости, улучшить теплоотвод я поднять среднюю рабо­чую мощность.

Туннельный диод. Для использования туннельных диодов на СВЧ принимаются меры по уменьшению емкости перехода до 0,1—0,5 пФ, индуктивности выводов до 0,1—0,3 нГ и емкости кор­пуса до 0,1—0,4 пФ. Частотные свойства туннельного диода ха­рактеризуются предельной резистивной частотой, на которой ак­тивная составляющая полного сопротивления диода (на выводах) перестает быть отрицательной и становится равной нулю.

Туннельные диоды используются в генераторах, усилителях и детекторах СВЧ. Достоинством туннельных усилителей является относительная простота, малые габариты и масса, экономичность питания, широкополосноеть, низкий уровень шума, высокая радиоционная и температурная стойкость. К недостаткам следует отне­сти ограниченный динамический диапазон и недостаточную элек­трическую прочность. В туннельном усилителе насыщение насту­пает при уровне входной мощности примерно 1—10 мкВт, а выго­рание — в непрерывном режиме при мощности 30—50 мкВт. Наи­более широкий интервал рабочих температур и наибольший уро­вень насыщения имеют диоды из арсенида галлия, однако их шу­мы на 1—1,5 дБ выше, чем у германиевых.

Усилители на туннельных диодах работают в диапазоне ча­стот 1—20 ГГд. Широкополосные усилители имеют полосу 5— 20% и коэффициент усиления на каскад 12—17 дБ. Коэффициент шума 3,5—4,5 дБ в дециметровом и 4—7 дБ в сантиметровом диа­пазонах. Потребляемая мощность от источника питания 5—10 мВт на каскад. Генераторы СВЧ на туннельных диодах в сан­тиметровом диапазоне волн имеют выходную мощность несколько милливатт. В миллиметровом диапазоне мощность резко падает до десятков и единиц микроватт. В настоящее время генераторы на туннельных диодах практически вытеснены генераторами на других полупроводниковых приборах.

Туннельные диоды могут быть использованы в качестве смеси­телей и умножителей частоты. Преимущества туннельного диода как смесителя перед обычными диодами — меньшие потери и возможность усиления при преобразовании. Туннельные диоды и их разновидность — обращенные диоды, перспективны для исполь­зования в детекторах СВЧ. Они имеют высокую чувствительность при выборе рабочей точки вблизи пикового значения тока. Чувст­вительность можно также повысить благодаря использованию уси­лительных свойств туннельного диода.

Диоды с барьером Шотки (ДБШ). В этих диодах использует ся контакт металл—полупроводник. Рассмотрим особенности ра­боты ДБШ на основе контакта металла с полупроводником п-тина.

Если работа выхода электронов из полупроводника меньше ра­боты выхода из металла, то начавшееся движение электронов из полупроводника в металл приведет к созданию контактной разности потенциалов. В состоянии равновесия поток электронов (ос­новных носителей полупроводника) в металл уравновешивается потоком электронов из металла в полупроводник. В отличие от р-n-перехода, здесь уравновешиваются потоки основных носите­лей каждой области, поэтому говорят, что ДБШ работают на ос­новных носителях заряда, а влиянием неосновных носителей (ды­рок) можно пренебречь. В ДБШ отсутствуют накопление неоснов­ных носителей заряда в областях диода при прямом напряжении и рассасывание этого заряда при изменении знака напряжения. Это улучшает быстродействие диода, т. е. частотные и импульсные свойства. Время восстановления обратного сопротивления с ДБШ при использовании кремния и золота — примерно 10 нс и меньше.

Достоинством ДБШ при современном уровне технологии явля­ется также то, что его вольт-амперная характеристика оказывает­ся очень близкой к характеристике идеализированного р-n-перехода. В формуле

коэффициент η близок к единице (η>1,04), в то время как у обычных диодов η = 1,5-2,5. Это означает, что прямая ветвь ха­рактеристики ДБШ идет круче, чем у обычных диодов.

Шумы ДБШ определяются дробовым шумом и тепловым шу­мом последовательного сопротивления областей и контактов. Вследствие малого влияния неосновных носителей на процессы в ДБШ вклад генерационно рекомбинационных шумов в дробовый шум оказывается незначительным. Кроме того, уменьшается по­следовательное сопротивление областей диода, так как одна из об­ластей является м-еталлом. Поэтому уровень шумов ДБШ оказы­вается меньше, чем в аналогичных по применению точечных дио­дах на р-п-переходах.

Применяются ДБШ в качестве детекторных и смесительных диодов вплоть до миллиметрового и субмиллиметрового диапазо­нов волн. Изготавливаются они из арсенида паллия. Для умень­шения емкости диаметр контакта уменьшается до 1 мкм и менее. Смесители на ДБШ используются до 300 ГГц. На частоте 170 ГГц коэффициент шума ДБШ К_ш=4,8-5,5 дБ, а охлаждение до 20 К снижает его примерно вдвое.

Диоды с барьером Шотки могут быть использованы для умно­жения и преобразования частот. Умножение может быть основано как на нелинейной зависимости сопротивления диода от напряже­ния (нелинейное сопротивление), так и на нелинейной зависимости емкости от напряжения (нелинейная емкость). Эффективность ум­ножения при использовании ДБШ на основе арсенида галлия при­мерно в 3 раза выше, чем у кремниевых диодов с прижимным при одинаковых с ним входной частоте (3—4 ГГц) и крат­ности умножения (три). Особенно существенны преимущества ДБШ при преобразовании слабых сигналов. Эти диоды использу­ются также и как быстродействующие переключательные диоды.

Варикап — полупроводниковый диод, специально изготовлен­ный для использования в качестве емкости, управляемой по напря­жению. При этом используется зависимость барьерной емкости р-n-перехода от обратного напряжения, при котором может быть обеспечена высокая добротность ем­кости. Варикапы используются для электрической пеерстройки частоты колебательных систем, в параметри­ческих усилителях и в умножителях частоты.

Рис.6.3

На рис. 6.3 показана эквивалент­ная схема варикапа, на которой С_пер и r_пер — емкость и дифференци­альное сопротивление перехода; L_пос и r_пос — последовательные индуктивность и сопротивление ди­ода; Скон — конструктивная емкость диода.

Паразитные реактивные параметры L_пос и С_кон на ОВЧ долж­ны быть возможно меньшими, так как, например, в параметриче­ских усилителях эти параметры уменьшают полосу усиления. Максимальная рабочая частота варикапа определяется постоян­ной времени τ=С_дерr_пот. У диодов СВЧ τ<10^-12 с и достигает у отдельных типов диодов 0,2*10^-12 с. Иногда частоту f_п= 1/2πτ на­зывают предельной частотой.

Охлаждаемые параметрические усилители на варикапах — са­мые малошумящие электронные СВЧ усилители. Это объясняется как принципом параметрического усиления, так и используемой низкой рабочей температурой. Шумовая температура параметри­ческих усилителей Т_ш=7–10 К, а ширина полосы 10—300 МГц. В миллиметровом диапазоне 20 К. При принятии ряда мер полоса может быть 500 МГц и более.

Идеальный полупроводник для варикапов должен иметь высо­кую подвижность, по крайней мере, одного из носителей заряда, малую диэлектрическую проницаемость, широкую запрещенную зону, очень небольшую энергию ионизации примеси и хорошую теплопроводность. Это позволяет получить соответственно мини­мальные сопротивление и емкость, небольшой обратный ток и возможность работы при повышенной и криогенной температурах, хороший теплоотвод. Повышенные температуры возможны при ис­пользовании варикапов в умножителях частот, а криогенные — в параметрических усилителях. Хороший теплоотвод важен при поступлении большой мощности в умножителях частоты и для эффективного охлаждения диодов в параметрических усилителях. Почти сем требованиям удовлетворяет арсенид галлия, он уступает олько по теплопроводности кремнию.

Наибольшее распространение получили варикапы из GаАэ. Ественным недостатком варикапов из кремния и германия являются возможность преждевременного пробоя при воздействии напряжения накачки. Связано это с большим временем жизни неос- вных носителей в этих материалах (10^-6;10^-8 с). Носители, инжектированные в базу варикапа при прямой полярности напря­жения накачки, не успевая рекомбинировать, возвращаются в об­ласть p-n-перехода в следующем полупериоде, когда напряжение для перехода является обратным. В переходе (происходит лавин­ное размножение носителей, что приводит ⁽к увеличению обратно­го тока диода и шума параметрического усилителя. В варикапах из GаАэ этот эффект проявляется лишь на более высоких часто­тах, так как время жизни носителей в нем на несколько порядков меньше (примерно 10^-10— 10^-11 с). В диодах с барьером Шотки, которые также могут быть использованы как варикапы, указан­ный эффект вообще отсутствует вследствие работы на основных носителях. Применение ДБШ позволяет расширить область при­менения параметрических полупроводниковых усилителей до волн примерно 1 мм и короче.

6.2. Биполярные СВЧ транзисторы

Граничная частота. Частотные свойства транзисторов обычно характеризуются граничной частотой /гр, которая связана с вре­менем задержки сигнала т от эмиттера до коллектора:

f_гр = 1/2πτ. (6.1)

Время задержки

τ = τ^гэ.п + τ_б + τ_КЛ1 + τ_К (6.2)

где τ_э.п — время зарядки емкости эмиттерного перехода; τ_б — вре­мя пролета носителей заряда через базовую область; τ_к._n — время задержки в коллекторном переходе, связанное с временем проле­та; τ_в — время зарядки емкости коллекторного перехода.

Уменьшение ширины базовой области примерно до 0,1 мкм снижает τ_б до единиц пикосекунд. В этом случае граничная часто­та в основном будет определяться τ_э.п и τ_к.п, которые примерно равны 10 пс. Поэтому для увеличения f_гр необходимо выдвигать дополнительные требования: уменьшение емкости эмиттерного перехода С_эп, ширины коллекторного перехода С_к и сопротивления коллекторной области r_к, влияющего на значение τ_к.

Однако требования, предъявляемые к СВЧ транзисторам, про­тиворечивы. Например, повышение концентрации примеси, необ­ходимое для уменьшения ширины коллекторного перехода (умень­шения n_к), приводит к росту емкости этого перехода. Уменьшение площади перехода для снижения его емкости будет сопровождать­ся падением мощности транзистора. Необходимого уменьшения величин τ_к n_к можно добиться повышением концентрации приме­си, но при этом произойдет сужение коллекторного перехода, уве­личится емкость, а кроме того, снизится напряжение пробоя и вы­ходная мощность. Таким образом, повышение граничной частоты биполярного транзистора сопровождается падением мощности и пажнейшим ограничением является напряжение пробоя коллектор- но го перехода, которое зависит и от выбора полупроводникового материала.

Рассмотрим предельный случай, когда граничная частота опре­деляется только временем задержки сигнала в коллекторном пере­ходе τ_к.п, т. е.

f_гр=1/2πτ_к._п. (6.3)

Доказано, что τк.п примерно равно половине времени пролета но­сителей в коллекторном переходе (τ_к.п~τ_пр/2).

Дрейфовая скорость при увеличении напряженности поля сна­чала возрастает линейно, а затем стремится к предельному значе­нию, называемому скоростью насыщения v_H. Эта зависимость ско­рости от напряженности поля объясняется в § 7.1. Скорость v_н оп­ределяется материалом полупроводника и типом носителей заря­да (электрон, дырка). Так как дрейфовая скорость носителей в пе­реходе не может превышать значения v_H, то минимальное время пролета τ_np~d_K/v_н, а максимальная граничная частота (6.3)

f_rp = v_H/nd_K. (6.4)

Предположим, что поле Е в переходе однородное, а его значе­ние, соответствующее началу пробоя, U_Проб. Тогда напряжение на переходе в начале пробоя пробок и (6.4) преобразуется к виду

f_грU_проб≈E_проб v_н/π. (6.5)

Максимальная напряженность поля E_проб и U_nроб, связанные меж­ду собой, зависят от концентрации примеси и формы перехода. С ростом концентрации E_Проб увеличивается, а U_проб уменьшается. При увеличении концентрации примеси в резком переходе от 10¹⁴ до 10¹⁷ см³ , Е_Проб изменяется в следующих пределах: у германия (1,5—3,1)*10⁶ В/см, у кремния (3—6) *10⁶ В/см, а у арсенида гал­лия (3,5—6,5) *10⁶ В/см. Таким образом, Е_Проб и U_проб у Si и GaAs почти одинаково и в 1,5—2 раза больше, чем у Ge. Скорость насы­щения v_B для электронов и дырок соответственно в Ge 6 *10⁶ и 8*10⁶ см/с, в Si примерно равны 10⁷ см/с, в GaAs — около 9*10⁶ см/с.

Произведение (6.5) составит для Ge, Si и GaAs при­мерно 200, 400 и 450 ГГц-В соответственно. Эти результаты мож­но заменить одним условием, ограничивающим частоту f_Гр:

f_грE_проб<200ГГц.В.

При минимальном напряжении пробоя 2 В частота f_Гр~100 ГГц. Однако этот результат не может быть получен, так как в переходе значение поля не постоянно, а скорость не везде равна скорости насыщения. Кроме того, существуют конструктивные и технологи­ческие ограничения. Поэтому считают, что f_rpmax≈20 ГГц.

Влияние уровня инжекции на граничную частоту. На пути соз­дания транзисторов с узкой базой имеются ограничения, связан­ные с большой плотностью тока в мощных транзисторах.Одно из них состоит в том, что при большой плотности тока эмиттера возрастает напряжение, создаваемое базовым током на сопротивлении узкой базовой области (рис. 6.4). Если базовый электрод окружает эмиттер, то прямое напряжение на переходе в центре эмиттера, расстояние l от которого до базового электрода наибольшее (базовое сопротивление максимально), оказывается меньше, чем на периферии эмиттера. Поэтому ток в переходе бу­дет существовать по периметру (эффект оттеснения тока эмиттера к периферии эмиттера). В этом случае площадь эмиттера исполь­зуется неэффективно, в то время как емкость перехода определя­ется полной площадью. Таким образом, в мощных транзисторах целесообразно использовать очень узкие эмиттеры с большим об­щим периметром. Ширина эмиттерных полосок при плотности то­ка примерно 1000 А/см² выбирается порядка нескольких микро­метров.

Рис 6.4 Рис. 6.5

Еще одним ограничением при создании узкой базы в транзи­сторах с большой плотностью тока является смещение границы базовой области в сторону коллекторной области. При большой плотности тока в рnp-транзисторе концентрация дырок в коллек­торном переходе становится сравнимой с концентрациями донорной и акцепторной примесей. В сечении, где распределение Объем­ного заряда в переходе проходило ранее через нуль, теперь будет существовать положительный заряд дырок. Это означает, что весь коллекторный переход сместился в сторону коллекторной области, т. е. увеличилась ширина базовой области. Последнее приводит к росту рекомбинации инжектированных дырок в базовой области, снижению коэффициента передачи тока и уменьшению граничной частоты f_гр вследствие роста времени пролета носителей в базовой области.

При большой плотности тока приходится также учитывать влияние сопротивления коллекторной области, так как обычно по­следняя является выеокоомной и изготавливается путем эпитаксиального наращивания n-слоя на низкоомной подложке. На рис. 6.5 показано типичное распределение концентра­ции основных носителей заряда в транзисторе с выеокоомной кол­лекторной областью, которая необходима для уменьшения емко­сти коллекторного перехода и повышения напряжения пробоя. Од­нако с ростом коллекторного тока увеличивается падение напряжения на сопротивлении эпитаксиальной коллекторной n-области, и напряжение на самом переходе уменьшается. Это вызовет умень­шение ширины коллекторного перехода, т. е. нежелательное рас­ширение базовой области. При некотором токе коллектора напря­жение на переходе пройдет через нулевое значение и транзистор из активного (усилительного) режима перейдет в режим насы­щения.

Технологические ограничения. Формула (6.5) устанавливает для граничной частоты теоретический предел, который пока не достигнут. При выборе полупроводникового материала предпочте­ние отдается кремнию по технологическим соображениям. Главное преимущество кремния состоит в том, что появляющаяся на нем двуокись кремния может использоваться как маска в процессе диффузии примесей или как изолирующее диэлектрическое по­крытие. Окислы германия и арсенида галлия менее стабильны, чем двуокись кремния.

Важными электрофизическими свойствами полупроводников, определяющими параметры транзистора, являются подвижность электронов и дырок, диэлектрическая постоянная и теплопровод­ность. Подвижность определяет время пролета носителей в базе и сопротивления областей базы и коллектора. Чем меньше эти ве­личины, тем выше коэффициент усиления и меньше коэффициент шума транзистора на СВЧ.

В GаАs подвижность электронов примерно в 4 раза больше, чем в кремнии, и поэтому GаАs является более предпочтительным материалом. Однако из-за технологических трудностей он не по­лучил применения в биполярных транзисторах.

Диэлектрическая постоянная, влияющая на емкость переходов, составляет для кремния, арсенида галлия и германия 11,7; 11,1 и 16 соответственно. Но по теплопроводности кремний в 2 раза пре­восходит GаАs и поэтому обычно используется для изготовления мощных транзисторов.

Сравнивая же кремний и германий, следует отметить такие преимущества кремния, как более высокая скорость насыщения электронов и большая напряженность поля пробоя.

Технология изготовления приборов на основе кремния хорошо разработана и позволяет создавать СВЧ транзисторы с высоким процентом выхода годных и с хорошей надежностью. Глубину диф­фузии примесей (мышьяка, фосфора и бора) в кремнии можно контролировать при планарной технологии с точностью 0,1 мкм, а достижимые на практике уровни легирования оказались особенно удобными для создания кремниевых пря-транзисторов.

Выполняются СВЧ транзисторы по планарной технологии и таким образом, чтобы отношение периметра эмиттера к его пло­щади было наибольшим. Последнее достигается в транзисторе с гребенчатой и многоэмиттерной структурами и в многоструктур­ных транзисторах. В гребенчатой структуре (рис. 6.6а) чередуют­ся эмиттерные и базовые области, имеющие форму узких полосок. В многоэмиттерной структуре (рис. 6.6) вместо каждой змиттерной полосковой области используется ряд небольших прямоуголь­ных эмиттеров, соединенных металлическими полосками. Между эмиттерами находятся по ласковые выводы от общей базовой обла­сти. Применяются также многоструктурные транзисторы, которые по существу являются объединением ряда многоэмиттерных или гребенчатых секций.

Рис 6.6

Отношение периметра к площади эмиттера с гребенчатой струк­турой доходит до 250 мм/мм². Дальнейшее увеличение отношения требует изготовления полосок с шириной менее 1 мм.

Для СВЧ транзисторов большое значение имеет точность вос­произведения элементов — ширины эмиттерных полосок, расстоя­ния между эмиттерными и базовыми полосками, коллекторных площадок. Максимальная разрешающая способность при фотоли­тографии соответствует получению ширины эмиттерных полосок 1 мкм. Для воспроизведения меньших размеров следует применять электронно-лучевую литографию. Вследствие меньшей длины вол­ны электронного излучения можно получить полоски и промежут­ки с разрешением 0,1 мкм, что позволяет повысить рабочую часто­ту транзистора.

Для мощных СВЧ транзисторов важной является задача рав­номерного распределения тока и теплоотвода. В этих транзисторах наблюдается вторичный пробой. Вторичный пробой может следовать за первичным, но может возникать самостоятельно при прямом включении эмиттер­ного перехода.

Вторичный пробой коллекторного перехода связан с перерас­пределением тока в сечении прибора и его концентрацией в ло­кальных областях. Вторичный пробой характеризуется резким уве­личением коллекторного тока и, как правило, приводит к выходу прибора из строя из-за образования локальных областей перегре­ва. В случае прямого включения эмиттерного перехода перерас­пределение тока может быть связано с оттеснением тока эмиттера к периферии, с неравномерностью инжекции, вызванной неодинановостью падения напряжения на различных эмиттерных полосках или наличием дефектов структуры.

Применение гребенчатой и многоэмиттерной структур обеспе­чивает и равномерность распределения тока. Однако для улучше­ния равномерности последовательно с полосковыми эмиттерами в гребенчатой структуре или полосками в многоэмиттерной струк­туре включаются резисторы, ограничивающие ток при прямом включении эмиттерного перехода. Для борьбы со вторичным про­боем при обратном включении эмиттерного перехода следует за­труднить развитие первичного (лавинного) пробоя коллекторного перехода. С этой целью зпитаксиальный высокоомный слой кол­лекторной области делают достаточно толстым. Следует также снижать тепловое сопротивление участка коллекторный переход — корпус.

Параметры биполярных СВЧ транзисторов. Основными пара­метрами являются рабочая частота, коэффициент усиления по мощности, выходная мощность, КПД и коэффициент шума. При этом коэффициент шума важен только для маломощных (малошумящих) транзисторов, а КПД — для мощных СВЧ транзисторов.

На граничной частоте f_гр, при которой коэффициент передачи по току в схеме с общим эмиттером равен единице, имеется еще значительное усиление по мощности. Поэтому дополнительно ис­пользуется характеристическая частота f_max — максимальная ча­стота генерации, на которой коэффициент усиления по мощности равен единице при условии компенсации действия внутренней об­ратной связи (без внесения потерь) и согласования на входе и выходе. В этом случае

(6.6)

где r_в — объемное сопротивление базы; С_к — емкость коллектор­ного перехода; а₀ — коэффициент передачи тока эмиттера h₂₁.

Если ширины эмиттерных, базовых полосок и промежутков между ними одинаковы и равны 5, длина l, а удельные (на едини­цу площади) сопротивление базы r₀ и емкость коллектора С₀, то С_к≈ С₀sl. Поэтому (6.6) приводится к виду

(6.7)

Следовательно, f_max увеличивается с уменьшением размера s. Это подтверждает необходимость уменьшения ширины полосок и зазо­ров в транзисторных структурах.

Зависимость коэффициента шума от частоты показана рис. 6.7, горизонтальный участок кривой объясняется в основном тепловыми шумами объемного сопротивления базы r_б. Чем выше граничная частота транзистора f_гр, тем протяженней участок кривой с наи­меньшим коэффициентом шума. Коэффициент шума зависит также от сопротивления источника сигнала, при этом существует опти­мальное сопротивление, при котором К_ш достигает минимального значения. Существует также оптимальное значение тока эмиттера. Следует отметить, что условия, при которых коэффициент шума имеет минимальное значение, могут не совпадать с условиями полу­чения максимального коэффициента усиления.

Рис. 6.7 Рис 6.8

Усилители на малошумящих биполярных транзисторах конкурируют с малошумящими ЛБВ и превосходят последние по шумовым свойствам, габари­там, массе и долговечности.

Выходная мощность мощных биполярных транзисторов при пе­реходе от 1 до 4 ГГц падает от 35—40 до 5 Вт. Коэффициенты усиления в этом диапазоне составляют 10—5 дБ.

Применение в транзисторных СВЧ генераторах варикапов или ферритовых элементов для электрической перестройки частоты позволяет заменять ими лампы обратной волны. Генераторы с варикапами обладают большой скоростью, но малой линейно­стью перестройки, например ±10%. Если в качестве феррита ис­пользуется железо-иттриевый гранат (ЖИГ), то линейность пере­стройки высокая (примерно ±0,3%), но скорость перестройки ма­ла. Диапазон электрической перестройки частоты транзисторных СВЧ генераторов достигает октавы.

6.3. Полевые СВЧ транзисторы

В последние годы возросла роль полевых транзисторов в СВЧ диапазоне по сравнению с биполярными транзисторами в связи с разработкой полевых транзисторов с барьером Шотки на арсениде галлия. Устройство такого транзистора показано на рис. 6.9. Затвор представляет собой барьер Шотки, изготовленный на эпитаксиальной пленке из арсенида галлия n-типа. Пленка выращи­вается на полуизолирующей подложке из того же материала. Затвор, расположенный между истоком и стоком, имеет обычно конфигурацию замкнутого кольца или квадрата. Характерные размеры: ширина затвора 0,2—2 мм, длина затвора 0,5—2 мкм, толщина эпитаксиальной пленки 0,15—0,5 мкм.

Для получения омических контактов истока и стока исполь­зуются сплавы на основе золота и серебра с соответствующими легирующими добавками. Барьер Шотки получают нанесением металлов (платина, хром, никель, молибден и др.) или сплавов.

Резкое улучшение частотных свойств полевых транзисторов произошло благо­даря применению арсенида галлия с вы­сокой подвижностью электронов, умень­шению длины затвора до 1 мкм и исполь­зованию более тонких и более высоколе­гированных эпитаксиальных пленок арсе­нида галлия.

Для транзисторов с малой длиной ка­нала частота f_mах (см. § 6.2), на которой коэффициент усиления по мощности равен единице, определяется минимально возможным значением времени пролета τ_тгп, т. е.

f_mах= 1/2 πτ_min. (6.8)

Значение τ_min соответствует максимальной скорости носите­лей— скорости насыщения v_н, поэтому при длине канала L τ_min = L/v_н, а из (6.8)

f_max = v_н/2πL. (6.9)

Следовательно, GаАs, имеющий большее значение v_н, чем у кремния и германия, является предпочтительным материалом для изготовления полевых транзисторов.

Уменьшение длины затвора приводит к уменьшению времени пролета электронов в канале и к снижению емкости затвора. Эта емкость может быть также уменьшена изготовлением полуизоли­рующего слоя между затвором и эпитаксиальной пленкой арсе­нида галлия (каналом).

Важным направлением в разработке маломощных полевых транзисторов с барьером Шотки на арсениде галлия является сни­жение коэффициента шума. Основные источники шума в этом транзисторе — тепловой шум в канале, индуцированный шум зат­вора и шум паразитных (пассивных) элементов. Тепловой шум в канале — это тепловой шум сопротивления проводящей части ка­нала. Индуцированный шум затвора является следствием шума в канале, так как любая флуктуация потенциала в канале вызы­вает флуктуацию напряжения между затвором и каналом. Эти шумы при коротких каналах сильно коррелированы (коэффициент корреляции близок к единице). Шумы пассивных элементов связа­ны с сопротивлением затвора и истока и по своей природе тепло­вые. Так как шумы в активной области полевых транзисторов с барьером Шотки очень малы, то шумы пассивных элементов дают больший относительный вклад в общий шум, чем в биполярных транзисторах.

Особенностью полевых транзисторов является большое разли­чие сопротивлений источника сигнала, необходимых для получе­ния максимального коэффициента усиления и минимального ко­эффициента шума. Это приводит к тому, что при минимальном коэффициенте шума коэффициент усиления примерно в 2 раза меньше максимально возможного. Однако в этом случае коэф­фициент усиления еще достаточно велик (8—15 дБ). Необходимо отметить, что существует также трудность согласования полевого транзистора со стандартным СВЧ трактом, особенно на частотах ниже 1—2 ГГц. В связи с этим приходится увеличивать ширину затвора, хотя последнее и приводит к увеличению емкости и со­противления металлизации затвора.

Существуют полевые транзисторы с коэффициентом шума K_щ = 3,7 дБ и усиления Kу =12,8 дБ на частоте 10 ГГц. Длина затвора этих транзисторов 0,5 мкм, а ширина 200 мкм. Имеются приборы, у которых K_ш=2,6 дБ на частоте 4 ГГц (длина затво­ра 1,5 мкм, ширина— 1,8 мм).

На рис. 6.8 сравниваются коэффициенты усиления К_у и шума Кш полевых транзисторов с барьером Шотки (ПТБШ) и биполяр­ных транзисторов с минимальным коэффициентом шума (БТ1) и максимальным коэффициентом усиления (БТ2).

Для мощных полевых транзисторов требование низкого уров­ня шума не существенно. Применение ареенида галлия с большой шириной запрещенной зоны (1,4 эВ) позволяет повысить рабочую температуру вплоть до 350°С.

В мощных полевых транзисторах необходимо обеспечить вы­сокое напряжение пробоя затвора, низкоомные контакты истока и стока, а также возможно большее значение периметра истока.

Повышение напряжения пробоя достигается использованием умеренного легирования области канала: (2—4)*10¹⁶ см^-3, а так­же созданием области повышенного сопротивления между затво­ром и стоком без ухудшения крутизны транзистора. Низкоомные контакты истока и стока получаются путем вплавления пленок золото—германий или созданием низкоомных эпитаксиальных об­ластей. Увеличение периметра истока возможно в результате изготовления многоканальных структур с несколькими контактными площадками затвора, так как обычное увеличение длины истока и затвора ухудшает параметры полевого транзи­стора из-за роста сопротивления металлизации контактов. Суще­ствуют сетчатые и гребенчатые затворы, подобно тому как это делается в биполярных СВЧ транзисторах.

Применение многоканальных структур обеспечивает повыше­ние мощности полевых транзисторов. Созданы варианты мощных многоканальных полевых транзисторов с управляемым р-п-пере­ходом с горизонтальной и вертикальной структурами. В транзи­сторах с горизонтальной структурой каналы располагаются па­раллельно полупроводниковой подложке, как на рис. 6.9, а в транзисторах с вертикальной структурой они перпендикулярны плоскости подложки.

Мощность полевых транзисторов на арсениде галлия с барье­ром Шотки уже превышает мощность биполярных транзисторов: 1,6 Вт и КПД 45% на частоте 8 ГГц. Ожидается, что в трехсан­тиметровом диапазоне волн будет получена мощность 10 Вт. Эти транзисторы становятся конкурентами с ЛБВ, имея перед послед­ними преимущество в габаритах, КПД и простоте источников питания.

Наибольшее применение полевые транзисторы на GаАs с барье­ром Шотки нашли в малошумящих СВЧ усилителях. В диапазоне 4—20 ГГц они являются лучшими по шумовым и усилительным) характеристикам, чем другие приборы того же назначения. Боль­шой динамический диапазон и хорошие шумовые характеристик позволяют использовать их в смесителях. В последнее время на­метилась тенденция к широкому внедрению полевых транзисторов, с барьером Шотки в усилителях, предназначенных для замены ламп бегущей волны и в параметрических усилителях. Низкий коэффициент шума, малая пульсация коэффициента усиления (0,05 дБ на 10 МГц), небольшие изменения групповой задержки этих транзисторов позволяют произвести замену ЛБВ в телеви­зионной системе с частотной модуляцией.

В последнее время значительный интерес проявляется к охлаж­даемым усилителям на полевых транзисторах из GаАs с барье­ром Шотки. Так как шумы в этих приборах в основном имеют тепловую природу, то охлаждение приводит к существенному уменьшению коэффициента шума. При этом, в отличие от бипо­лярных транзисторов, коэффициент усиления увеличивается. Трехкаскадный усилитель для спутниковой связи США в диапазоне 11,7—12,2 ГГц имеет при комнатной температуре коэффициент шума 5,3 дБ, а коэффициент усиления 18 дБ. Охлаждение усили­теля до 40 К снижает K_ш до 1,6 дБ и увеличивает К_y до 31 дБ, что сравнимо с параметрами неохлаждаемых параметрических усилителей.

Малошумящие усилители на полевых транзисторах из GaАs с барьером Шотки по сравнению с параметрическими усилителями) характеризуются простотой настройки, высоким постоянством уси­ления, большой мощностью насыщения.