Розрахунок регулятора підсилення

Спроектований підсилювач без врахування загального ланцюга НЗЗ має коефіцієнт підсилення

. (41)

З метою отримання заданого затухання нелінійності при заданій стабільності коефіцієнта підсилення вибирають необхідну величину глибини загального кола НЗЗ. Тоді оптимальна величина коефіцієнта передачі кола загального ЗЗ складає:

(42)

яка набагато менша величини 2В₀. Коефіцієнт 2 з’явився, так як отриманий звихідного каскаду сигнал НЗЗ одночасно вводиться в коло емітера і бази вхідного каскаду. Тому в коло подачі загальної НЗЗ необхідно ввести регулятор, якій має затухання α:

(43)

де U₁–амплітуда сигналу, який подається на регулятар;

U₂ – амплітуда сигналу на виході регулятора.

Принципова схема найпростішого T-подібного регулятора підсилення приведена на рис. 10.

Найбільш простий вид розрахункових співвідношень виходить, коли вхідний і вихідний опори регулятора, опору джерела сигналa і навантаження взаємно рівні, тобто при роботі з погодженими опорами генератора і навантаження. Вихідний опір коректора амплітудно-частотної характеристики й автоматичного регулятора підсилення обговорені в завданні.

Тоді опори резисторів розраховуються по наступних формулах

(44)

де R - опір погодженого навантаження (джерела сигналу або навантаження).

Розрахунок якісних показників підсилювача

Знаючи необхідну для збудження вихідного каскаду амплітуду сигналу U_вхF3, можна розрахувати амплітуду сигналу на базі першого каскаду без врахування загального зворотного зв’язку:

.

Задана потужність сигналу в навантаженні забеспечується при ЕРС джерела сигналу:

.

Скрізний коефіцієнт підсилення напруги G_u, робоче підсилення G_р і потужність, яка відбирається від джерела сигналу Р_н, розраховується за формулами:

; .

Нестабільність коефіцієнта підсилення при nкаскадах буде не гірше ΔК_Fо:

.

Розрахунок реактивних елементів

Нерівномірність амплітудно-частотної характеристики в межах робочого діапазону частот в реальних підсилювачів складає десяті частки децибела, що досягається за рахунок використання глибоких негативних зворотних зв'язків і спеціальних коригувальних ланцюгів. В навчальному проекті з метою спрощення розрахункової частини величина спотворень трохи завищена, що не позначилося істотно на відмінності розрахункових даних від реальних параметрів елементів схем лінійних підсилювачів.

Для оцінки спотворень використовують коефіцієнт частотних спотворень М:

, (43)

де К₀ — модуль коефіцієнта підсилення в області середніх частот;

К_f - модуль коефіцієнта підсилення на довільній частоті.

В підсилювачі виду рис. 1 спотворення в області нижніх частот виникають за рахунок трансформаторів, конденсаторів ланцюгів міжкаскадного зв'язку і конденсаторів в емітерних колах транзисторів. Якщо задано величину спотворень в області нижніх частот М_н, то доцільно їх розподілити в такий спосіб: по 0,05 дБ на кожний із трансформаторів, а частину, що залишилася, між усіма чотирма ланцюгами, що спотворюють, розподілити порівно. Сумарна величина спотворень (у децибелах) не повинна перевищувати М_н. Розподіливши спотворення між колами, необхідно їхню оцінку в децибелах замінити абсолютними одиницями відповідно до виразу (43). Також з достатнім ступенем точності можна скористатися наближеною перерахунковою формулою (справедлива тільки для М2дБ):

(44)

У розрахункові формули підставляються спотворення, виражені тільки в абсолютних одиницях.

Далі починають розрахунок параметрів реактивних елементів схеми.

Індуктивність первинної обмотки вихідного трансформатора L₄:

(45)

де f_н - нижня робоча частота;

М_НТ - спотворення, внесені трансформатором на частоті f_н. Індуктивність розсіювання Т2 вибирають орієнтовно:

L_s=0,005L₄ .

Індуктивність первинної обмотки вхідного трансформатора:

(46)

де R_{н экв}- еквівалентний опір трансформатора в області нижніх частотL_s=0,005L₁.

З врахуванням кіл місцевих негативних зворотних зв'язків можна прийняти великі коефіцієнти частотних спотворень при розрахунку перехідних і блокувальних конденсаторів

(47)

де `- прийнятий при розподілі спотворень коефіцієнт частотних спотворень, без врахування ланцюгів ЗЗ, виражений в абсолютних одиницях ;

M_НР,М_НЕ - коефіцієнти частотних спотворень відповідно за рахунок перехідних кіл і кіл R_Е С_Е ;

F=F₁=F₃ - глибина місцевого НЗЗ.

Ємність перехідних конденсаторів

(48)

де R_K - опір резистора в ланцюзі колектора попереднього каскаду;

R_вх - вхідний опір наступного каскаду з обліком паралельно включених резисторів базових дільників.

Ємність блокувального конденсатора вихідного каскаду

(49)

де - крутизна струму емітера; (50)

- опір джерела сигналу стосовно бази.

R_K2 - опір резистора в ланцюзі колектора попереднього каскаду;

R_вх5 - вхідний опір каскаду без врахування ланцюга НЗЗ.

R’’_r розраховується за формулою (50).

Для першого каскаду опір джерела сигналу стосовно бази транзистора

(51)

Конденсатор С_е в першому каскаді розраховується так же як і в кінцевому, але в формулі (50) треба замінити наіR_{вх V5} на R_вхV3 (38).

Фільтр в колі живлення розраховується на основі даних про рівень завад, які попадають в коло живлення, а також з врахуванням коефіцієнта передачі напруги живлення в колі з мінімальним рівнем сигналу.

Емність високочастотних конденсаторів вибирають так, щоб частота зрізу вхідного та вихідного кола перевищувала верхню робочу частоту f_в в 3 – 5 раз:

,

розраховується за формулою (51).

;

,

R₁ розраховується за формулою (44).

Всі діоди в нормальному робочому режимі знаходяться в зачиненому стані. Вони не повинні помітно шунтувати сигнальні ланцюги ємністю р-n переходів. Тому діоди вибираються високочастотні, із прохідною ємністю при зворотному зсуві близько 0,5 пф, наприклад Д-220.