книги из ГПНТБ / Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет

8.

Ф у з

и к

Н. С ,

С а д ы к о в Э.

А.

Полигармокпческие ре

жимы

лампового

генератора ВЧ. Изд-во «Кыргызстан»,

1960

9. Б е р е с т о в с к и й

Г.

Н.

Генератор

гармонических

коле

баний

на

ключевых

элементах

«Радиотехника

и электроника»

1960,

№

3,

10.

П э д ж Д .

Ф. Усилители класса

Д.

ГИИЭРИ,

1965, Кз

4.

11.

П о п о в

И.

А.

Ключевой режим

однотактного

транзистор­

ного

генератора.

В

сб

«Полупроводниковые

приборы в тех­

нике связи», под ред. И. Ф. Николаевского, вып. 5. Изд-во

<Связь»,

1970.

12

А р т ы м

А.

Д.

Ключевой режим работы генератора высокой

частоты.

«Радиотехника»,

1969

т.

24,

№

6.

13.

К о з ы р е в

В.

Б., П о п о в

И.

А. Режимы

и схемы

тран­

зисторных генераторов.

«Радиотехника»,

1971,

№

11.

14Х м е л ь н и ц к и й Е. П. Работа лампового генератора на расстроенный контур. Связьиздат, 1962.

15. К о з ы р е в В.		Б., Ф р о л о в		А.	С. Анализ		транзистор­
ного	генератора	с	частичным заходом		в	режим	насыщения.
Сб.	статей «Труды		МЭИС». Изд-во	«Связь»,		1967.

16.А р о н о в В. Л. Исследование нелинейных свойств коллек­ торной емкости транзистора для повышения к. п. д. высоко­

частотного генератора. В сб. статей «Поулпроводниковые при­ боры и их применение», под ред. А. Я. Федотова, вып. 21. Изд-во «Советское радио», 1970.

17	К о з ы р е в	В.	Б.,	П е т р о в	Б. Е.,	П о п о в И. А. Тран­
	зисторные генераторы с нелинейной емкостью в коллекторном
	контуре. «Радиотехника», 1971,				т. 26, №	1.
18.	Е в т я н о в	С.	И.	Радиопередающие		устройства. Связьиз­
	дат, 1951.

19.П э д е н Р. Д. Резонансный транзисторный усилитель высо­ кочастотной мощности с зарядовым возбуждением. «Зару­

бежная радиоэлектроника», 1971, № 1.

20. Ф а й з у л а е в Б. Н. Переходные процессы в транзистор­ ных каскадах. 2-е изд. Изд-во «Связь», 1968.

21 П е т р о в	Б.	Е. Эквивалентная		схема	транзистора для
больших синусоидальных			напряжений при		высоких частотах.
В сб. статей «Полупроводниковые приборы и их применение»,
вып. 9. Изд-во		«Советское	радио»,	1963.

22Г р у з д е в В. И. Расчет однотактного ключевого генератора. Труды МЭИС, 1969, вып. 2.

23К о з ы р е в В. Б. Однотактный ключевой генератор с фильт­ рующим контуром. В сб. «Полупроводниковые приборы в тех­ нике связи», под ред. И. Ф. Николаевского, вып. 8. Изд-во «Связь», 1971.

24.

Л о н д о н

С.

Е. Оптимальные

диапазонные фильтры

гармо­

ник.

«Электросвязь»,

1968,

№ 3.

25.

Р о з е н ф е л ь д

Е.

И. Фильтрация гармоник

KB

передат­

чиков.

«Связьиздат»,

1956.

26.

Г р е й

Л., Г р е х м

Р.

Радиопередатчики.

Пер.

с

англ..

под ред. Локшина А. М. Изд-во

«Связь»,

1965.

27

П о п о в

И

А.

Исследование

лавинної о

пробоя

в

генера

торных

режимах. В

сб. «Полупроводниковые приборы

и их примене­

ние». Под

ред

А. Я

Федотова,

вып

26 Изд-во «Советское

радио»..

1972

2.УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ТРАНЗИСТОРАХ

2.1.ВВЕДЕНИЕ

Умножительные каскады предназначены главным образом для повышения частоты в N раз. Такое преобра­ зование частоты обычно осуществляется в маломощной части передатчика, в которой в основном должна обеспечи­ ваться достаточно стабильная выходная мощность в реаль­ ных условиях (изменение питающих напряжений, темпе­ ратуры и параметров транзисторов). Вопросы обеспечения чистоты спектра на выхо;:е умножителя, заданных коэффи­ циента усиления по мощности и к. п. д. коллекторной цепи имеют значение в особых случаях и не специфичны для транзисторных умножителей.

Задача обеспечения стабильной работы транзисторного умножителя, как правило, решается более сложно, чем для усилителя, поскольку состав высших гармоник в импульсе тока изменяется более существенно, чем амплитуда первой гармоники. Высокая стабильность (как отмечалось в гл. 1) возможна в схемах, в которых транзистор возбуждается от источника с большим внутренним сопротивлением, или в каскадах, в которых используется отрицательная обратная связь. Создание источника с большим внутренним сопро­ тивлением в умножителях затруднено, так как для фильт­ рации побочных гармонических составляющих в них обычно используются параллельные колебательные контуры вы­ сокой добротности. Такой контур для высших гармониче­ ских составляющих входного тока имеет практически нуле­ вое сопротивление и поэтому может рассматриваться как источник гармонического сигнала с нулевым внутренним сопротивлением. Управляющее напряжение может быть оп­ ределено как

U7 = U,mgr/(gr + gBX),

(2.1)

ПО

где Uv — амплитуда напряжения источника возбуждения; т — коэффициент трансформации фильтрующего контура; gBX — входная проводимость умножителя по первой гармо­ нике; gr — выходная проводимость источника возбуждения по первой гармонике, пересчитанная ко входу транзистора.

Гармоническая форма напряжения может быть в прин­ ципе заметно искажена из-за шунтирующего действия нелинейного входа транзистора. Однако при малых мощ­ ностях, при которых обычно работает умножитель, входные сопротивления транзистора достаточно велики, чтобы этот эффект не проявлялся.

Рис. 2.1. Типичная схема ка	Рис.	2.2.	Эквивалентная гхе
скада умножителя 1частоты	ма	умножителя частоты
(вариант с ОЭ).
Включение достаточно большого сопротивления Z после­
довательно с источником возбуждения,			или эквивалентное

этому применение глубокой отрицательной обратной связи, аналогично случаю возбуждения от источника тока. После­ довательное сопротивление (при Z — R), однако, уменьшает часть полезной мощности возбудителя. Ввиду этого в умно­ жителях обычно используются схемы с не слишком глубо­ кой обратной связью, характер которой выбирается так, чтобы обеспечивалась необходимая стабильность работы умножителя при сохранении достаточно высокого коэффи­ циента усиления по мощности.

Следовательно, умножитель частоты необходимо рассмат­ ривать как каскад на транзисторе с обратной связью, воз­ буждаемый от источника гармонического напряжения, что приводит к значительным отличиям в методике анализа и расчета от используемой для усилителей мощности.

Рассмотрим типичную схему каскада умножителя ча­ стоты (вариант с ОЭ) (рис. 2.1) и эквивалентную ей по фор-

П!

ме импульса тока коллектора схему (рис. 2.2). В отличие от схемы усилителя мощности здесь в цепь эмиттера введен им­ педанс Zg (сопротивление обратной связи) и опущена ем­ кость коллекторного перехода, роль которой в умножителях из-за разных частот на входе и выходе каскада незначитель­ на. Элементы С р и L f l P развязывают цепи постоянного и пе­ ременного тока и принимаются бесконечно большими. Эле-

Рис. 2.3. Типичная схема умножителя высокой частоты (вариант с ОБ).

менты цепи	смещения определяются по очевидным форму
лам:
	EO^E^HRJ	+ RJ,	(2.2)
	«>-«-+±{''+-£пъУ		( 2 - 3 )
где	tfa = tf3 + ReZa
Другой	распространенный	вариант схемы	умножителя

с включением транзистора по схеме с ОБ (рис. 2.3) также приводится к эквивалентной схеме, показанной на рис. 2.2. Различие между схемами, таким образом, проявляется толь ко в разной величине входного сопротивления.

Для анализа умножителя частоты достаточно рассмот­ реть два случая: Konia,Z8 имеет активный и емкостный ха­ рактер. При индуктивном характере Zs импульс тока сгла­ живается и обедняется высшими гармониками. Емкость действует противоположно, обостряя импульс и обогащая его высшими гармониками. Промежуточное положение занимает схема с резистивной обратной связью, к положи­ тельным свойствам которой можно отнести простоту и воз можность работы без смены элементов в широком диапа­ зоне входных частот.

Таким		образом,	схемы	умножительных	каскадов
(рис.	2.1,	2.3)	совпадают	со схемами	усилителей

(см. рис. 1.14), однако даже их входные цепи работают в разных условиях.

Во-первых, умножители работают на частотах, где инер ционность транзистора проявляется слабо. Во-вторых, входное сопротивление транзистора из-за малости рабочих токов достаточно велико, поэтому возбудитель нельзя счи­ тать источником тока даже для открытого транзистора. Эти­ ми двумя обстоятельствами обусловливается различие в форме импульсов умножителей и усилителей.

2.2.КАСКАД С РЕЗИСТИВНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Положим в эквивалентной схеме рис. 2.2 Z a = гэ и при­ меним к ней правило Кирхгофа. Для переменных напряже­ ний это даст

	"У = "не +		+ ' Л + ('о +					Q ^ f ,		(2.4)
а для	постоянных
			Е0^иибо			+ / М ^				(2.5)
Просуммируем выражения					(2.4) и (2.5), подставим в резуль­
тат зависимость токов эмиттера							и базы	от заряда qa6 [вы­
ражения (1.11 и 1.12)] и учтем, что в активном									состоянии
транзистора		(q3o >	0) £ / э б		=	Е'.	Тогда для активного со­
стояния
		U, cosт + Е 0		- / а 0		(RP-r0)-Е'		=
		=	^б_		i g L ^ + r J ,					(2.6)
где г0	— гэ +	л б / р о	— эквивалентное сопротивление							обрат­
ной связи.
До частот, определяемых условием
		<*1<»1<г0/Ы(гв					+ гв).			(2.7)
Г д е д/ — номер рассматриваемой							гармоники, в		выражении
(2.6) можно пренебречь последним слагаемым и считать
	Uу cos т + Е0 ~Е'			-	1э0	(# г - ro) = г0 Яъ/тт;				(2.8)

Условие (2.7) в практических схемах обычно легко выпол­ няется.

б зап. 1056

ИЗ

Из выражения	(2.8) при q3$		=	0 можно найти	угол за­
крывания:
с о з Я =	- [ £ „ - £ ' - I a 0 ( R v ~ r 0 ) ] / U r				(2.9)
Для состояния отсечки (U9o		<	Е')	можно записать
Uy cos Ы + Е0		~ / э 0 (Я, — г0 ) =
=	Vao + (r6	+ ra)Ce		du>	(2.10)
				dt

Рис. 2.4. Связь между углом закрывания и откры­ вания при различных значениях т с .

Решение уравнения (2.10) приводит к трансцендентному уравнению для угла открывания і|з:

	cos Я •	COS г|з -f- сотс sin 1)3		+ е		X
		1 + со2
	X	cos X	cos Я ф шт с		sin А,	(2.11)
			1 ^	со2 т 2

г д е

114

В режимах умножения X — Vp < 2я. В этом случае не­ трудно показать, что во всем диапазоне реально используе­ мых частот второе слагаемое близко к нулю. Поэтому выра­ жение (2.11) может быть упрощено и решено относительно cos ty:

cos г); = cos X + соте К П / О - f со2 т^)]—cos2 А,. (2.12)

На низкой частоте выражение (2.12) переходит в общеиз-

вестное

cos X = cos і|з = cos в .

і

Рис. 2.5. Форма тока заряда базы:

идеализированная; —• — — реальная.

Л cot

При использовании выражения (2.12) необходимо учи­ тывать следующее.

1. При cosX l / j / l -f- со2т2с активный режим работы отсутствует и весь период транзистор находится в области отсечки.

	2. У Г О Л открывания i|) положителен, если cos X >
>	1/(1 + ю2 т2 с), и отрицателен при обратном неравенстве.
	Результаты вычислений по формуле (2.12) представлены
на	рис. 2.4.
	Приведенный анализ показывает, что в рассматриваемом

случае заряд базы можно описать косинусоидальным им­

пульсом с двумя углами отсечки г|) я X (рис. 2.5).		Скачок
тока в точке	в реальном импульсе отсутствующий	(пунк­

тир на рис. 2.5), вызван тем, что основное соотношение для активной области выведено при ключевой аппроксимации свойств эмиттерного перехода.

В соответствии с выражениями (2.8)			и (2.9)
		при		— я ^ Ы <	г|),
<7эб =	(coscoi — cosX)	при		а|)<со^<Я,
	О	при		X < wt ^	я,

а Гармонические составляющие гокз коллектора

	UN =	- ^ _	Y/VK — - ^ L (\/УКД			+	/Y . VKM) .		(2.13)
где
у0к	= —	(sin А. — X cos X — siп я|з + ij> cos ij>);							(2.14)
	2я
	УЛ'«Д ~	1	/sin	(Л/ —	I) A,	sin	(JV -f 1)	X.
		20я	V	Л' — І			/ У ф і
_sln tiV -		1) 4»+	.in ( 0 + 1 ) 4 , 4 _			J	_ ( s j n	^
	0 - 1			0 + 1	/	0 л		r
		X C 0 T	c l /	, ,	'	cos2 Я;			(2.15)
		1	J/	1 +	G)2 TC	cos (0 — 1) A
	\'Л-чМ —		/ 0 0 3 ( 0 +		1)A.
		20я	\	0 + 1			0—1
_ C O S ( 0 + 1 ) ^			C Q S ( 0 - l ) t \ +			J _ C Q S		N
	0 + 1			0—1	J		0 я	T
		Х Ю Т с і / т + 7 ^ - С 0 8 ^ -							(2-1 6 )

Зависимости, рассчитанные по (2.14)—(2.16), представ­ лены на рис. 2.6—2.10. Из рассмотрения графиков можно сделать следующие выводы:

а) угол закрывания, при котором коэффициенты разло­ жения высших гармоник максимальны, растет с увеличе­ нием соте;

б) в рабочих режимах постоянная составляющая мало зависит от частоты (при юте = 1 ошибка не превышает 10%).

При расчете умножителя частоты возникает необходи­ мость определения входного сопротивления, а следователь­ но, и первой гармоники базового и эмиттерного токов. В со­

ответствии с выражениями		(1.11) и (1.12)
У,	2 і ^ +		С0Т^1км) +
' • ' - г .
ч-		- юту	YIK-Д	(2.17)
Лй*= ~ І ( ї і к Д + ЮТ7-Тікм)+/(УікМ—сотт-ужд)]				(2.18)
'о

Как следует из выражения (2.9),	угол закрывания К
и связанный с ним угол открывания	зависят от постоян-

ной составляющей тока, которая, в свою очередь, является функцией амплитуды управляющего напряжения. Для того чтобы эту зависимость получить в явном виде, подстав­ ляем в выражение (2.9) постоянную составляющую эмит­ терного тока

Л»о = и у Yo/2r0,

Рис. 2.9. Зависимость коэффициента у 2 от cos h а —при штс=0,05-г0,3; б —при (ОТ£—0,5-і-2.

что приводит (2.9) к трансцендентному уравнению

- M S X + B ^ ^ - J ^ ,

(2.19)

где Ь =

Rv/r0.

Решение уравнения (2.19) для низкочастотного прибли­ жения (соте = 0) представлено на рис. 2.11. На высокой

118