книги из ГПНТБ / Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет

где

Д cos X •			М — ] ( р - Л Е ' ) 8 Т								(2.37)
		1 — cos Я
				ф 2 я + ш С 0			Rr		\U„
			—					I
			sin л							s
											(2.38)
-00 59--cosA
0,8								1
0>				її/ /	V	100, //
				— -
0,2	o,t	І	г	<*	jo	го	to			£0-ґ	(t*^)
											и»
Рис. 2.19. Зависимость		cos А от отношения				напряжения смещения
						различных /?г (оС0 .
к напряжению возбуждения прир
Необходимые	для	расчета		величины			у і к д ,			Y I K M	I] YN
приведены на графиках			рис.	2.20.

	Рис.	2.20.	Зависимости	производ­
	ных	от уїд	уїм Ys * Уз п о c o s ^		cosA'
	от	cos Я	(емкостная	обратная

связь).

2.4.ИНЖЕНЕРНЫЙ РАСЧЕТ УМНОЖИТЕЛЯ ЧАСТОТЫ

Исходные данные для расчета

А.Параметры умножителя:

1)выходная мощность Р^;

2)допустимая нестабильность выходного тока 6/w ;

3)выходная частота / в ы х ;

4)диапазон рабочих температур;

5)напряжение питания Ек.

Б.Параметры транзистора (после выбора типа транзи­ стора):

1)предельная частота юг;

2) коэффициент усиления по току р о ;

3)сопротивление базы г б ;

4)ток насыщения*' /8 ;

5)крутизна линии критического режима

6)зарядная емкость эмиттера Сэ ;

7)предельные параметры:

а) мощность рассеяния	РкЛ;
б) напряжение коллектор	— база и 1 Ш ;
в) напряжение эмиттер-база		иь5Т1\
г) импульс тока коллектора		і к Д .
2.4.1. Выбор типа	умножителя

Различия в свойствах умножителей с активной и емкост­ ной обратной связью не носят принципиального характера. Однако при выборе того или иного типа умножителя необ­ ходимо учитывать следующее.

1. Умножитель с емкостью может работать на более вы­ соких частотах, чем умножитель с активным сопротивле­ нием. Практически для первого предельная частота по вы­ ходу достигает (0,3^-0,4)/т-, а для второго — (0,15-f-0,2)fr.

2.Умножитель с емкостной обратной связью обладает несколько большим коэффициентом усиления по мощности.

3.Умножитель с емкостной обратной связью целесооб­ разно применять на фиксированной частоте, тогда как ум­ ножитель с активным сопротивлением можно применять Е диапазоне частот, и, следовательно, он более удобен для унификации.

*' Рекомбинационная составляющая обратного тока	/ 6	изме­
ряется по напряжению на эмиттерном переходе £/Я бі. П Р И	котором
ток эмиттера равен 1 мА. Ток вычисляется к а к / 6 = е -	8 6 1	(мА).

				Т а б л и ц а	2.1
Максимальная мощность умножителя частоты Р^,					мВт
Тип транзистора	Режим удвоения		Режим утроения
при	вк=	10 В при £ к = 6,3 В при £ к =		10 В при £ к	= 6 , 3 В
Умножители с резистивной			обратной	связью
П403	5	5	3		3
ГТ310	5	5	3		3
ГТ308	30	30	30	30
ГТ311	30	30	30	30
КТ312	25	15	12		7
КТЗО]	10	6	5		5
Умножители с емкостной			обратной связью
П403	7	7	4		4
ГТ310	7	7	4		4
ГТ308	50	50	50	40
ГТ311	50	50	50	40
КТ312	40	24	25	15
КТ301	15	9	8		5

4. В выходном спектре умножителя с активным сопро­ тивлением последующие гармоники выражены слабее, чем в умножителе с емкостью.

На практике применяют оба типа умножителей.

А. Выбор транзистора. Увеличение рабочей частоты при­ водит к уменьшению доли высших гармоник в спектре и к уменьшению коэффициента усиления по мощности. Это вынуждает использовать транзисторы с высокими гранич­

ными частотами, при которых выполняется условие / в		ы х <
< (0,15-^-0,2) / т для схемы с резистивной обратной		свя­
зью и / в ы х <	(0,3-7-0,4) fx для схемы с емкостной обратной
связью.
Транзистор выбирают также по предельно допустимым
параметрам:	мощности рассеяния, напряжениям эмиттер —

база и коллектор—база. В табл. 2.1 сведены ориентировоч­ ные значения максимальной мощности, обеспечиваемые оте­ чественными транзисторами в режиме умножения частоты, при которых не превышаются все предельно допустимые па­ раметры.

Схема включения обычно не принципиальна. По гармо­

ническому составу		импульса коллекторного	тока схемы
с ОЭ и	ОБ практически одинаковы, но схема		с ОЭ из-за
большего	входного	сопротивления обеспечивает большее

усиление по мощности, но меньшую стабильность, чем схема с ОБ. Более часто используют схему с ОЭ/

Б. Выбор угла отсечки. Величина угла отсечки опре­ деляет основные свойства умножителей, поскольку с ней связаны все коэффициенты разложения. Обычно для ум­ ножителей частоты рекомендуют выбирать угол отсечки так, чтобы обеспечить наилучшие энергетические характе­ ристики. Однако в транзисторных умножителях при выборе угла отсечки необходимо учитывать, что стабильность вы­ ходного тока также зависит от этого угла.

-cosЛ	0,8	0,6 0,4	0,2		-EOS Л	0,8	0,6	0,2
Рис.	2.21.	Графики		для ра­	Рис.	2.22.		Графики	для ра­
счета	удвоителя		с	активной	счета	утроителя с			активной
обратной		связью		(транзистор	обратной		связью		(транзистор
	германиевый).						германиевый).

Из выражений (2.23) и (2.28) можно вычислить неста­ бильность выходного тока как функцию двух лараметров: напряжения возбуждения и угла отсечки. С помощью се­ мейства графиков 81N — f(cosi, Uy) (рис. 2.21—2.24) можно определить допустимую зону изменения узла отсечки при выбранном входном напряжении и минимальное напря­ жение возбуждения, при котором обеспечивается заданная стабильность. Графики построены для германиевых тран­

зисторов	(р — 28) при 67 = 0,2.	Для кремниевых транзисто­
ров значение нестабильности		следует увеличить в 1,7 ра­
за (р =	48).

При выборе угла отсечки необходимо учитывать предель­

но допустимые параметры транзистора. Из очевидных			соот­
ношений
*'к макс = IN/&N	ІК дї	^ ^вд
следует, что
«лг > v<N мин = 2PN/UK		/„д,	(2.39)

Значения aN и Y(/Yiv для низкочастотного приближения в зависимости от угла отсечки представлены на рис. 2.21— 2.24. Здесь область допустимых значений угла отсечки оп­ ределяется в соответствии с неравенствами (2.39) и (2.40).

В. Расчет коллекторной цепи. Коллекторную це'пь рассчи­ тывают без существенных особенностей после определения угла отсечки.

Рис.	2.23.	Графики		для ра-	Рис.	2.24.	Графики		для ра­
счета	удвоителя		с	емкостной	счета	утроителя		с	емкостной
обратной		связью	(транзистор		обратной		связью	(транзистор
	германиевый).					германиевый).

Амплитуду тока полезной гармоники определяют по заданной выходной мощности:

Напряжение UK на этом этапе можно считать равным (0,6+0,9) Ен. Далее определяют максимальный ток

'к макс = INI&N
и по статической характеристике находят	значение оста­
точного коллекторного напряжения и и П о с т	= S K t K М ! Ш С .

Г. Расчет входной цепи умножителя. Основным при расчете входной цепи является выбор импеданса обратной связи Z0. При выборе величины Z0 необходимо учитывать, что с увеличением сопротивления растет необходимое на­ пряжение возбуждения, но уменьшается нестабильность

выходного тока.

і аз

М А К О

Минимальное значение сопротивления обратной связи Определяется двумя соображениями. С одной стороны, оно, очевидно, не может быть меньше Гб/Ро- С другой стороны, минимальное напряжение возбуждения не может быть меньше чем значение, определяемое из графиков рис. 2.21 — 2.24, поскольку в противном случае схема теряет стабиль­ ность. С этой точки зрения

ZB>VNUJ№VB/IN.

(2.41)

Максимальное значение Z3 определится при подстановке в выражение (2.41) наибольшего значения напряжения возбуждения, которое может быть подсчитано как UY =

=иэ5д/к, где k — коэффициент, учитывающий нестабиль­

ность источника возбуждения. Обычно принимают k =

=1,44-1,6.

Д.Расчет схемы по постоянному смещению. На этом этапе расчета определяются все элементы цепи смещения. Вначале уточняется напряжение отсечки идеального тран­ зистора

Л/ ,

Затем находится сопротивление R v . Для схемы с постоян­ ным углом отсечки в случае резистивной обратной связи из выражения (2.19) при Е0 = Е'

tfr = r0 (2cosVYo+l) .

(2.42)

В том же режиме для схемы с емкостной обратной связью

R r можно	найти из	уравнения (2.35):
		( о С 0 V cos Л	J
Далее определяются
/?б	= ( 0 , 0 5 - 0 , 1 5 ) р 0 / ? г ;		=
R2	= R6EJ(EK-E0);	Я 8 =	Я г - Д 0 / р „ ;
ra	— r0—гб/ро;	C0 =l/coZg.

Расчет схемы с неизменным постоянным током полно­ стью аналогичен расчету малосигнального усилителя.

Е. Окончательный и поверочный расчет. В окончатель­ ном расчете анализируется рассчитанная схема и при необ­ ходимости уточняются ее параметры. При расчете прини134

маются заданными полученные при предварительном расче­ те значения элементов схемы.

Расчет ведется по полученным ранее формулам. Повероч­ ный расчет стабильности ведется по формуле (2.28) или (2.36).

2.5. ПРИМПР РАСЧЕТА УТРОИТЕЛЯ ПО СХЕМЕ

СРЕЗИСТИВНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Исходные		данные:			Р
1)	выходная		мощность			=	10 мВт;
2)	допустимая			температурная			нестабильность		выходного	тока
б7а =0,1 ;
3) входная частота 5— 20МГи;
4)	диапазон		рабочих		температур			— 50 — + 7 0 ° , 67 =		0,2;
5)	напряжение			источника		питания		Ек = 9	В.

2.5.1. Предварительный	расчет
А. Выбор транзистора. Выбираем	по табл. 2.1 транзистор

ГТ308, который удовлетворяет предъявляемым требованиям по

частоте

и

выходной

мощности.

Параметры

транзистора:

fT

=

•=

120

МГц; р\> =

40;

бр =

0,4;

гб =

50

Ом;

fs

= 2-МО-'

А;

S l

4 )

=

35

мА/В;

Ся=

40

пФ;

Р „ д =

100

мВт

(при

7 = 70°);

ик„

=

28

В (при 7 =

70°). и „ б д =

З

В;

і к д

=

120 мА.

Б. Выбор

угла

отсечки

и управляющего

напряжения.

Чтобы

обеспечить

запас

стабильности

на погрешность

расчета, зададимся

нестабильностью

тока

3-й

гармоники

673

=

8%.

Из

графика

рис.

2.22

при

Uу =

0,75

В

такая

стабильность

обеспечивается

при

0,45 < cos

Я ^

0,65.

Такая

зона

допустимого

изменения

угла

отсечки

обеспечит

необходимый

запас.

Поэтому

выбираем

Us

мин =

0,75

В.

В

предварительном

расчете считаем

£ к

=

0,8

иUK = | к Є к = 0,8-9 = 7,2 В. Определим из (2.39)

		2PN	2.10.10-»	= 0,023.
		UeiWB	7,2-120-Ю-3
В соответствии с графиком рис. 2.22 такая величина а 3						не наклады­
вает	ограничений	на величину углов отсечки. Из			(2.40) найдем
	М	= b V ^ v = = 0 ( 8 i 0 0 ± 2 0 =			4 ; 8
	Ys / макс		2 P W	20
На	рис. 2.22 этой	величине	соответствует	|cos Ц >	0,4.	Зададимся
—cos К => 0,55,

В. Расчет сопротивления обратно"; связи. Заданную мощность обеспечит ток

la = 2PN/UK='2-]0-

10-а /7,2 = 2,8 мЛ

Из

графиков

рис. 2.10

для низкочастотного

приближения при

— cosA, = 0,55 найдем Уэ| = = 0,07. По формуле

(2.41)

г и мин = Уа ^у мин =

0.07-0,75 =

9 Ом.

м н

h

2,8-10-я

Выберем значение г0

= 20 Ом, что позволит

получить большую ста­

бильность.

Тогда

г э

г6

50

= / о - - 7 Г = 2 0 - — =19 Ом.

Ро

40

Г., Уточнение угла отсечки

На наибольшей частоте

№тс = соС я (7 - э ^л б ) = 6 , 2 8 - 2 0 - 1 0 - , М 0 - 1 0 - 1 ?

(19* 50) = 0,34

По графику

рис, 2.10 оптимальное значение

угля отсечки (по уров­

ню 0,9 от максимального)

0 ^ cos А < 0,62. Окончательно выбира­

ем

cos А. •= 0,55 и уточняем

величину

управляющего

напряжения:

U y

= - ^ =

- ^

^

- S

= 0,75B

п р и / = 5МГц!

'

у я

6 5 - Ю - 8

19-2,8- 10~3

U l = -

= 1 ' З В п Р " / = 2 0 М Г ц -

Д. Расчет

схемы

по постоянному току

Постоянная

составляю­

щая

тока

yuUy

0,19-0,75В

'

"

" V

"

2.19 0м

- 8 ' 8 м А

П

Р " 5

М Г

Ц ;

/ I t n = 5 мА

при 20 МГц

Для

последующего

расчета

выбираем

среднее

у 0

=

0,17; / к п •=•

=

4,6 мА. Напряжение

отсечки

идеального

транзистора

1

/„„

1

4 , 6 - Ю -

3

£ ' = —

l n - £ 1

- = —

I n -

— =250 мВ.

Л

ls

40

2 - Ю - 7

Для

схемы с постоянным углом

отсечки

Еь

— Е' =

250 мВ.

По выражению

(2.42) найдем

/?г = г 0 (1 4-2cos ^ / 7 о ) = 19(14-2-0,55/0,17)= 150 Ом

и

далее

Я б

= 0,1бр0 Дг=0,15-40-150 = 900 Ом;

Rx

= г ? б £ „ / £ 0 = 900-9/0,25 = 30 кОм;

R2

= R^Elt/(EK—Е0)

= 900 • 9/8, 7&= 920 Ом.

/? 3

= / ? г - / ? б

/ Р „ — г э

= 150 - 900/40-19=104 Ом.

Выбираем

ближайшие

стандартные

номиналы:

R, = 30 кОм,

Ri

=

900 Ом, # 3 =

100 Ом.

2.5.2. Окончательный

и поверочный

расчеты

A.

Уточнение

угла

отсечки.

Но

выбранным

величинам сопро­

тивлений

определяем:

R§ =

900 Ом,

R? =-

140 Ом,

6 =

7,0

ЕП = 0,26 В.

при Ь=

и при (Е0

— E')/Uy=

По

графикам

рис. 2.1}

7,0

0

находим

cask — 0,56. По

графикам

рис. 2.7—2.10

уточняем

ве­

личины

коэффициентов

разложения:

при

/ =

5 МГц Yo =

0,18, у і д =

0,168, у , м

=

Ю"4, у 3

=0,066,

а., = 0,16,

при

I = 20

МГц

у» = 0.14.

у , л ~ 0,162,

y 1 M =.

4,7 • Ю"3,

Ь0.042.

B.

Расчет

основгьк

парамеїров

умножителя.

Ввиду

гого

что большинство

параметров рассчитывается

по тем же формулам,

что

и н предварительном

расчеіе,

приведем

здесь только конечные

результаты:

«к маке =

17,5

мЛ;

« к б

„от =0,5

В; §„ = 0,9;

1/„ = 8 , 1 В ;

(7у = 0 , 7 5 В

при /==5МГц,

( У у = 0 , 7 7 В

при / = 20 МГц;

/„„ = 3,45 мА при / = 5МГц; / 1 ( 0 = 4,1мА при / = 20 МГц»

г) =32%

при / = 5 МГц;

г) =27%

при / = 20 МГц.

Входная

проводимость

_ L

у і л / Р о ' ^ с °Ті м/ш 7-

1__ 0,168/40^5-10-*/120

ЄВ*

"

R

^

+

ГО

~

900

^

20

=

=

1,21- Ю - 3 мО

при / = 5 МГц,

g D X = 1,23. Ю - 3 мО при / = 20 МГц.

Входная

мощность

Р

и х =

Ulgax

0,752 -1,2-10-3

Вт при / = 5 МГц;

у ° в

* = —

Y~

— = 0 , 3 4 - Ю - 3

P u x

=

1 • 10- 3

Вт

при / = 20 МГц.

Температурная

стабильность

л

г

р - Л Е '

(28-40-0,25)-0,2

Д cos Л. =

-

/

Xtb-l)\

оТ=

—

[

-==

57-6,34

=

- 0,0 4

при / = 5 МГц;

Д cos Х= —0,030

при / = 20 МГц;

6л0 =

-/"б/Pu г0

o|i=

-50-0,4/40-13=—0,04,

Для

согласования

по

мощности

(gB X = gr)

по выражению

(2.28)

в худшем

случае

в/:,

"о Mux \

Ш Т

/

+ 6>е

0,1

+

1

0,51

+ 10-

-У

0,04 —

2 , 4 - Ю - 3 - 2 0

V

40

—0,04 = —0,054

Рассчитанная

схема

удовлетворяет

заданным

требованиям.

С П И С О К Л И Т Е Р А Т У Р Ы

1.

Г р и б о в

Э.

Б. Нелинейные

явления

в

приемо-передающем

тракте

аппаратуры

связи

на транзисторах. Изд-во «Связь», 1971.

2.

Г р и б о в

Э.

Б. В

сб.

статей

«Полупроводниковые приборы

в технике электросвязи».

1968, № 3.

3.

Б р у е в и ч

А.

Н. Умножители

частоты.

Изд-во «Советское

радио»,

1970.

4.

Ж а б о т и н с к и й

М.

Е., С в е р д л о в

Ю.

Л. Основы

теории и техники умножения частоты. Изд-во «Советское радио»,

1964.