книги из ГПНТБ / Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет

На рис. 1.3, «изображена эквивалентная схема при вклю­ чении транзистора с общим эмиттером.

Схема, представленная на рис. 1.3, г, упрощенная. Она полностью эквивалентна схеме, приведенной на рис. 1.3, в для активного режима и отсечки, но лишь приближенно отражает режим насыщения и не отражает инверсного ре­ жима. Пользоваться этой схемой следует лишь при неболь­ шом накоплении заряда у коллекторного перехода (q^v ж

«0), т. е. когда общий заряд базы приблизительно равен

заряду базы у эмиттерного перехода: q6 ^

7 б э . Тогда ток

базы в активном режиме и режиме насыщения

определяется

одним дифференциальным

уравнением

т г

af l хт

dt

dt

Эмиттерный

переход открывается

при иэ

=

Е'

и закрывает­

ся

при q5

= 0. При открытом переходе

эмиттера коллек­

торный переход открывается при vK3

— иэ

- f vK — 0, т. е.

транзистор

представляет

собой

короткое

замыкание то­

чек

к'э'.

Выход

из состояния

насыщения

для

схемы

рис. 1.3,

в определяется

условием <7бн

=

0,

что для

схемы

рис. 1.3, г эквивалентно

условию

<?б/тг =

г'к.

(1.24)

Схемы

рис. 1.3

позволяют,

учитывая

соответствующие

положения ключей, построить вольтамперные характери­ стики идеального транзистора (рис. 1.3, д, ё).

Транзистор в схеме с ОБ при принятой идеализации (1.10) безынерционен. В схеме с ОЭ его можно считать безы­ нерционным лишь по отношению к изменению q6. При из­ менении і б ' в соответствии с (1.12) транзистор будет безы­ нерционным лишь на частотах сотр <^ 1.

Реальный транзистор. Омические сопротивления мате­ риалов, контактов и выводов, а также емкости переходов и индуктивности выводов приводят к тому, что напряжения на реальном транзисторе значительно отличаются от напря­ жений на его переходах. На эскизе конструкции транзисто­ ра (рис. 1.4, а) следует различать рабочую (активную часть), расположенную под эмиттером, и пассивную часть, которая соединяет торец базы (точка б' на рис. 1.4, а) с базовым вы­ водом. Такое разделение на активную и пассивную части справедливо для всех типов современных мощных транзи­ сторов.

Рис. 1.4. Эскиз реального транзистора (а), его общие эквивалент­ ные' схемы (б) и эквивалентные схемы для областей насыщения (в) отсечки (г) и активной области (д) при включении по схеме

е ОБ и ОЭ.

Сопротивление материала базы гб включается последо­ вательно с базовым выводом. Последовательно с эмиттер-

ным и коллекторным выводами	включены	сопротивления
их контакта и материала гэ и гк.
Емкости эмиттерного Сэ и коллекторного		Ск переходов
распределены по поверхностям,	разграничивающим базу

от эмиттера и коллектора. Емкость С к разделяют на две со­

ставляющие: Ск= С к а		С к п , определяемые активной и пас­
сивной	частями коллекторного перехода.
На	рис. 1.4, а показаны также		индуктивности эмиттер­
ного, базового и коллекторного выводов.
На	эквивалентной	схеме	реального	транзистора
(рис.	1.4, б) выделен	диод пассивной части		коллектора,

представленный в виде символа идеального диода, зашунтированного емкостью С к п . Из этой общей схемы легко полу­

чить эквивалентные схемы транзистора				для областей		насы­
щения,	отсечки и активной	области (рис. 1.4, в, г, д). При
построении эквивалентной схемы с ОЭ для активной						обла­
сти использовалась схема		идеального		транзистора,		пока­
занная	на рис. 1.3, г.
Эквивалентные схемы на рис. 1.4, в, г,					д позволяют по­
строить	идеализированные	статические			вольтамперные
характеристики транзистора (рис. 1.5).
Для	схемы с ОЭ входные		характеристики в активной
области	линейны (рис. 1.5, а):
	i^S6(u,,-E')		I Е , ( = const			( 1 2 5 )
	: S ( u 6 8 - £ ' )			\и09>Е',
где S6 « 1 /(гб + ро гй), S «		р 0	S6

— крутизна базового и коллекторного токов.

Выходные характеристики в активной области горизон­ тальны, а в области насыщения линейны, причем для схемы с ОЭ (рис. 1.5, б)

"кэ = LJSZ	= 'нас 'и При £ к > 0 ,	(1.26)
где S r p = 1/(гн + г э ) =	1/г| 1 а с —крутизна линии критического

режима в схеме с ОЭ; гн а с —сопротивление насыщения тран­ зистора.

22

і,А	1
0,5 V-	У,//1	is

	20v	.	WuM,B
	/	\
	у-	\
/
	г		і
	20		.W икВл,9
ік,А

0,025 0,05 ig, А

Рис. 1.5. Идеализация статических характеристик реальных тран­ зисторов при включении по схеме с общим эмиттером (а, б) и с об­ щей базой (в, г).

Статическая выходная вольтамперная характеристика для схемы с ОБ при иэ — const (рис. 1.5, в) в области насы­ щения имеет вид

		i s = S%(-E'		+ U K S ) ,	(1.27)
где S°p — l/r I t - f гб — крутизна				линии критического	режима
в схеме с ОБ.
Для расчетов часто используется статическая харак­
теристика		і'к(^б) П Р И "ка =	const. Такая характеристика
при р 0	=	const в активном	режиме представляется		прямой
линией	(рис. 1.5, г).

Для сравнения на этих рисунках показаны соответ­ ствующие реальные характеристики транзисторов. В об­ ласти малых токов коллектора они отличаются от идеали­ зированных тем, что в соответствии с (1.6) имеют экспонен­ циальный характер.

В области больших токов коллектора сказывается па­ дение ро при увеличении тока (рис. 1.5, г).

При больших токах и малых напряжениях на коллек­ торе у транзисторов многих типов не наблюдается резкой границы между областью насыщения и активной областью. Существование переходной области затрудняет определение крутизны линии критического режима 5 к р по реальным ста­ тическим характеристикам. Заметим, что эта область рас­ ширяется по мере роста частоты. Поэтому для транзисторов некоторых типов указывается зависимость 5к р (со).

При достаточно больших токах и напряжениях реаль­ ные характеристики могут также заметно отличаться от идеализированных из-за приближения к области пробоя

переходов.			Обычно	эта область работы не используется,
так	как вводятся			ограничения	на допустимые величины
токов		и напряжений		транзистора.
Рассмотрим вопрос об этих					ограничениях		более	под­
робно.
П р е д е л ь н о - д о п у с т и м ы е						в е л и ч и н ы ,
указанные в паспорте, определяют область допустимых								ре­
жимов транзистора,				в которой можно ожидать высокую на­
дежность его работы. В мощных					генераторных		транзисто­
рах указывают допустимые величины импульса тока								і К д ,
напряжения			на эмиттерном переходе			ы э б д и	коллекторе
«кбд и		"кэд. средней температуры -переходов					транзистора
Тпд	[5,6].

1. Средняя температура переходов 7п должна быть меньше допустимой Г п д , чтобы не было теплового пробоя коллекторного перехода:

Th = n + (RNK+RKC)I\<Tha,	(1.28)
где Тс — температура окружающей среды;	#пк — тепло­

вое сопротивление между переходом и корпусом, опреде­ ляется конструкцией транзистора и приводится в справоч­ ных данных на транзистор; RK.C — тепловое сопротивление между корпусом и средой, зависит от конструкции теплоотвода; Р р — средняя мощность, рассеиваемая в транзи­ сторе, в основном определяется средней мощностью, рассеи­

ваемой на	коллекторном переходе.			= 85-~
Обычно	для германиевых транзисторов		7 п д
-Н 90°, для	кремниевых транзисторов	7 п д ~	120-т-130°.
2. Максимальное напряжение на		коллекторе		должно

быть меньше допустимого, чтобы не было лавинного и вто­

ричного пробоя коллекторного		перехода:
мако ^		^кд-		0 -29)
Величина мКд зависит от схем и режима, рабочей частоты
и параметров транзистора,	но		всегда остается меньшей,
чем допустимое напряжение	и к б		д ,	определяющее пробой
коллекторного диода.				ыКбд» Для схемы с об­
Для схемы с общей базой	ы к д		=

щим эмиттером с некоторым запасом можно считать, что

"кд =	"кбд н а высоких частотах (а>р0/а>г > 3)	и ы к д	=
= ы к э д	на средних частотах и низких частотах	(юро/сот-	<

<3) [27].

3.Максимальное обратное напряжение на эмиттерном

переходе не должно превышать допустимого ы 8 б д во избе­ жание обратного пробоя эмиттерного перехода.

4. Импульс коллекторного тока ік м а к с не должен пре­

вышать допустимой величины і к д , т. е.

'к макс ^ ' к д >

(1.30)

чтобы не было явлений вторичного пробоя коллекторного перехода. Вообще говоря, г к д увеличивается с уменьшением длительности импульсов тока и мгновенной МОЩНОСТИ, выделяемой на коллекторе транзистора. Однако такая за­ висимость количественно известна лишь для транзисторов очень немногих типов.

1.1.3. Режимы генераторов

При рассмотрении режимов транзисторных генераторов не будем учитывать инерционных явлений, емкостей пере­ ходов транзистора, индуктивностей выводов и будем исполь­ зовать идеализированные статические характеристики

*'к("к) (см. рис. 1.5).

Для уменьшения рассеиваемой мощности и повышения к. п. д. коллекторной цепи режим транзистора выбирается таким, чтобы ток через коллектор проходил импульсами. Это обеспечивается соответствующим выбором напряжения смещения и возбуждения в цепи эмиттера.

При открытом эмиттерном переходе транзистор может находиться в активном состоянии или в насыщении. По этому признаку применяемые в генераторах режимы можно разделить на два класса.

Н е д о н а п р я ж е н н ы й р е ж и м , когда при от­ крытом эмиттерном переходе транзистор находится в ак­ тивном состоянии.

К л ю ч е в о й	р е ж и м ,	когда при открытом эмит­
терном переходе транзистор находится в насыщении.
Промежуточное	положение	занимает п е р е н а п р я ­

ж е н н ы й р е ж и м ,	в котором длительности активного
этапа и этапа насыщения соизмеримы.
Граничным между недонапряженным и перенапряжен­
ным режимами является	к р и т и ч е с к и й р е ж и м , при

котором точка динамической характеристики, соответству­ ющая максимальному току, находится на границе между областью насыщения и активной областью.

Выделение двух режимов (недонапряженного и клю­ чевого) оправдано тем, что отражает их качественное раз­ личие: возможность управления током коллектора со сто­ роны входа транзистора.

1.1.4. Коллекторная цепь генератора

Рассмотрим упрощенную эквивалентную схему коллек­ торной цепи транзисторного генератора гармонических ко­ лебаний (рис. 1.6). В недонапряженном режиме (рис. 1.6, а)

00

транзистор представлен генератором тока 2 I N , причем амплитуды гармоник определяются цепью возбуждения гене-

26

ратора. В ключевом режиме (рис. 1.6,	в) транзистор показан
в виде последовательного соединения ключа		и сопротив­
ления г н а с . Моменты коммутации	ключа	определяются

входной цепью генератора. В общем случае—перенапря­ женный режим (рис. 1.6, б) — транзистор можно предста­ вить комбинацией этих двух эквивалентных схем. Переход от одной эквивалентной схемы к другой так же определяет­ ся цепью возбуждения.

в)

Рис. 1.6. Упрощенные схемы коллекторной цепи транзисторного генератора:

ч—недонапряженный режим; 6 — перенапряженный режим; а—ключевой режим.

Нагрузка транзистора на основной частоте обычно близ­ ка к активной ZH(co) да RH и, чтобы потери в транзисторе были небольшими, должно выполняться соотношение RH > г н а с . Сопротивление нагрузки на частотах высших гармоник ZH(co) должно быть реактивным. При этом мощ­ ность постоянного тока будет преобразовываться в колеба­ тельную мощность первой гармоники с наибольшим к. п. д.

На рис. 1.6 пунктиром показана емкость С, в которую входят выходная емкость транзистора и паразитная емкость схемы. Емкость С шунтирует нагрузку генератора. Для оценки шунтирующего действия емкости удобно ввести па-

раметр QK — коэффициент шунтирования нагрузки или добротность нагруженной коллекторной цепи:

QK = (oCRu.

(1.31)

Кроме того, в ключевом режиме емкость С шунтирует ключ, а также в моменты замыкания ключа может приво­ дить к коммутативным потерям. Для оценки этих эффектов введем другой параметр — коэффициент шунтирования со­ противления насыщения

9к = юСгп а с .

(1.32)

Для компенсации шунтирующего действия емкости С можно включать индуктивность L . Емкость С и индуктив­ ность L образуют выходной колебательный контур (рис. 1.6). В частности, при высоком значении Q„ > 3 и настройке LC-контура в резонанс на основную частоту в недонапряженном режиме переменная часть коллекторного напряже­ ния будет близка к гармонической независимо от амплиту­ ды высших гармоник коллекторного тока. Если при этом обеспечивается qK > 3, то и в перенапряженном, и в клю­ чевом режимах коллекторное напряжение*' также будет гармоническим.

Однако известно, что при гармонической форме коллек­ торного напряжения будут значительными потери мощности в транзисторе как в критическом и перенапряженном ре­ жимах, так и в ключевом режиме. Для уменьшения потерь необходимо уплощение формы напряжения на коллекторе. В отличие от ламповых генераторов в транзисторах такое изменение формы напряжения возможно, так как в зави­ симости от рабочей частоты и параметров транзистора ве­ личины QK и qK могут принимать различные значения, в том числе и меньше 1. Способы формирования уплощенной фор­ мы коллекторного напряжения зависят от величины Qw

Приведем классификацию схем генераторов			гармониче­
ских колебаний и сравним	их	некоторые характеристики.
В зависимости от величины QK		выделим три класса схем.
1. Схемы при <?„ < 0,1.	В предельном случае, когда
Q„ ->- 0, имеем активную нагруску RH (рис. 1.7,			о). На схе-

мерис. 1.7 1 б л , С б л — блокировочные элементы. Наименьшие потери в транзисторе будут при прямоугольных импульсах

*' Условия QK > 3, qK > 3 выполняются в ламповых гене­ раторах практически на всех радиочастотах. Обычная теория лам­ повых генераторов построена на этих допущениях.

коллекторного тока и напряжения, когда транзистор попе­ ременно Н а Х О Д И Т С Я В насыщении: 1К — ' к м а к с "к — { к м а к с rHat

и в отсечке: и к = 2 £ к — г н а с * К м а к 0 ,	tK = 0 [при одинаковой
длительности этапов насыщения и	отсечки (рис. 1.7, в)].

При работе в критическом режиме транзистор надо воз­ буждать прямоугольными импульсами. При увеличении

возбуждения транзистор	переходит в ключевой	режим.
В этом случае амплитуда	и форма возбуждения менее кри­
тичны, однако это достигается за счет уменьшения		коэффи­
циента усиления по мощности.

Рис. 1.7. Схема генераторов при широкополосной активной на­ грузке и эпюры тока и напряжения.

Прямоугольная форма импульсов коллекторного тока и напряжения на нагрузке Ra определяет значительную мощ­ ность высших гармоник (18%). Поэтому такие генераторы часто используют в промежуточных каскадах передатчи­ ков. Отличительной особенностью этих каскадов является

широкополосность: практически	коэффициент перекрытия
по частоте ( о в е р х / ( о н и ж н Достигает	102—103 при максималь­

ной частоте до 50—200 МГц. При использовании таких ге­ нераторов в выходных каскадах передатчиков надо приме­ нять специальные фильтры с активным и постоянным вход­

ным	сопротивлением ZB X (o)) == Ra,	которые бы пропускали
1-ю гармонику в основную нагрузку RH',			а высшие гармо­
ники	в дополнительную нагрузку	R6	(рис. 1.7,6) [7].

Эти фильтры составляются из основного низкочастот­ ного (ФНЧ) или полосно-пропускающего фильтра (ППФ)