- •Автоматизация проектирования высокочастотных устройств
- •1 Из теории линейных электрических цепей
- •1.1 Расчеты линейных резистивных цепей. Законы Ома, Кирхгофа
- •1.2 Метод узловых потенциалов
- •1.3 Метод кумулянтов
- •1.4 Расчет цепей состоящих изL,c,Rэлементов
- •1.5 Свободные колебания в электрических цепях
- •1.6 Нормирование функций электрических цепей
- •1.7 Синтез фильтров нижних частот
- •2 Расчет полосно-пропускающих фильтров (ппф)
- •2.1 Последовательный контур и реактансное преобразование частоты
- •Трансформаторы на отрезках линий
- •3.1 Согласование активных сопротивлений. Идеальный трансформатор.
- •3.2 Характеристики обмоточных трансформаторов
- •3.3 Трансформаторы на отрезках линий. Понятия «продольных» напряжений и токов
- •3.4 Использование ферритов для уменьшения продольных токов
- •3.5 Штл с коэффициентами трансформации 1:2 и 1:3
- •3.7 Штл без фл
- •3.8 Штл для двухтактных каскадов
- •4 Схемы сложения и деления мощности
- •4.1 Классическая мостовая схема
- •4.2 Преобразования классической мостовой схемы
- •5 Частотно разделительные устройства (мултиплексеры)
- •5.1 Диплексеры фильтрового типа
- •6 Примеры использования трансформирующих, суммирующих устройств и мультиплексеров
- •7 Фильтры гармоник
- •8 Синтезаторы частот
- •8.1 Пассивные некогерентные синтезаторы
- •8.2 Пассивные когерентные синтезаторы
- •8.3 Синтезаторы на основе фапч
- •9 Структурные схемы рпу
- •10.2.2Моделирование оконечного каскада радиопередатчика
- •10.2.3Моделирование arc-фильтров на операционных усилителях
- •10.3 Система схемотехнического моделирования и конструированияAwr.
- •10.3.1 Подготовка к работе со средой Microwave Office
- •10.3.2 Установка размерности и диапазона частот
- •10.3.3 Моделирования конструкции усилителя
- •10.3.4 Анализ частотных характеристик
- •10.3.4 Оптимизация усилителя
6 Примеры использования трансформирующих, суммирующих устройств и мультиплексеров
На рис. 6.1 изображена [6] схема входных цепей широкополосной активной антенны «GammaPLUS». Трансформатор Т1 служит для согласования выходного сопротивления симметричного вибратора для приема сигналов телецентров метровых диапазонов. Поскольку электрическая длина линий трансформатора (повидимому) оказалось небольшой, ФЛ линия из трансформатора Т1 исключена.
Рис. 6.1
Трансформатор Т2 выполняет такую же задачу для сигналов телецентров ДМВ диапазона, электрические длины линий оказались такими, что ФЛ линию исключить оказалось невозможным.
После трансформаторов сигналы МВ и ДМВ диапазонов суммируются с помощью фильтрового диплексера.
Аналогичные решения используются в усилителях фирм ITT,Simens,Philips(SWA-1,PA-2,SWA-3,SWA-4,SWA-5,SWA-6,SWA-7,PA-9,PA-10 и т.д.).
Фильтровые диплексеры [1] используются для сложения сигналов отечественных усилителей УТД-I-II(диапазона 48,5—100 МГц) и УТД-III(диапазона 174—230 МГц).
7 Фильтры гармоник
7.1 Фильтрация внеполосных излучений.
Спектр сигнала на выходе оконечного каскада передатчика зависит от спектра сигнала возбуждения и угла отсечки тока оконечного каскада. Если сигнал возбуждения является монохроматическим (одночастотным), а угол отсечки тока < 180, в спектре тока оконечного каскада помимо основной частоты будут присутствовать гармоники, амплитуды которых зависят от угла отсечки и степени нелинейности ВАХ оконечного каскада.
Для фильтрации гармоник основной частоты передатчика обычно используют неперестраиваемые фильтры нижних частот (ФНЧ). Как правило, это фильтры Кауэра, реже Чебышева или Баттерворта. На рис. 7.1 в качестве примера изображены схемы и частотная характеристика затухания фильтра Кауэра шестого порядка (m).
На частотной оси отмечены частота срезаС = Вили верхняя частота полосы пропускания фильтра иВ— частота, начиная с которой затухание сигнала не менееАS(дБ) равно требуемому значению фильтрации. Понятно, что гармоники сигналов передатчика, расположенные в полосе отS/2 доСбудут ослаблены до уровняАS(дБ). Следовательно, частотуS /2 = нможно назвать нижней граничной частотой, а интервал частотН—В— полосой пропускания фильтра. Элементы фильтров (рис. 7.1) нормированы по формулам
с = СС, L = СL/R, (7.1)
частота нормирована обычным образом =С.
Рис.7.1
Так S>c, то коэффициент перекрытия по частоте фильтра гармоник
В НС (S )S . (7.2)
Чем больше порядок mфильтра, тем ближе этот коэффициент к двум.
При выборе фильтра гармоник следует учесть величину неравномерности затухания () в полосе пропускания
(7.3)
где Smax— модуль максимального в полосе пропускания значения коэффициента отражения (Sminдля таких фильтров равно нулю).
Для того чтобы нагрузка для АЭ мало отличалась от резистивной (R) в полосе пропускания фильтра в [7] рекомендуется выбирать фильтр сSmax 0,05.
Если коэффициент перекрытия по частоте широкодиапазонного передатчика п ВН1,8, в соответствии с (7.2) для фильтрации гармоник достаточно использовать один фильтр. При коэффициенте перекрытияп> 2, используют систему изn(рис. 7.2,а) одинаковых (1 2 …i…n) коммутируемых фильтров, полосы пропускания которых стыкуются (рис. 7.2,б).
Рис. 7.2
В этом случае коэффициенты перекрытия по частоте диапазона передатчика и фильтров связаны соотношением , которое позволяет определить необходимое количество коммутируемых фильтров
(7.4)
В качестве примера рассчитаем систему фильтров по заданным fН = 3МГц,fВ = 12МГц,m = 6 и|S|макс =0,05,АS = 40 дБ. Заданным требованиям удовлетворяет фильтр Кауэра шестого порядка С06-05-48 [8, стр. 46], который обеспечивает значение гарантированного затуханияАS = 40 дБ, начиная с частотыS = 1,41. Этому значению нормированной частоты среза соответствует (7.2) коэффициент перекрытия= 1,41. Число коммутируемых фильтров из (7.4) равноn = 4.
Значения нормированных элементов выпишем из [8, стр. 46]:1 263;45678.
Элементы фильтров вычисляются по формулам
и(7.5)
где — постоянные преобразования [8],
Примем для расчета сопротивление нагрузки фильтра R = 50 Ом. Тогдаи. Величины элементов первого фильтра вычисляются как произведенияКС1 ,КL1 на нормированные значения. Значения элементов первого фильтра сведены в таблицу 7.1.
Таблица 7.1
Номер фильтра |
Величины элементов фильтров в пФ и мкГ | |||||||
С1 |
L2 |
С3 |
C4 |
L5 |
C6 |
C7 |
L8 | |
1 |
387 |
2,0 |
193 |
908 |
1,86 |
361 |
803 |
1,38 |
2 |
273 |
1,416 |
136 |
642 |
1,317 |
255 |
567 |
0,976 |
3 |
193 |
1,00 |
96 |
454 |
0,931 |
180 |
401 |
0,690 |
4 |
137 |
0,708 |
68 |
321 |
0,658 |
127 |
284 |
0,488 |
Так как все фильтры одинаковы (1 2 …i…n) и полосы пропускания соседних фильтров стыкуются, постоянная преобразования второго фильтра вiраз меньше постоянной преобразования первого фильтра. Следовательно, каждый элемент второго фильтра находится путем деления значения соответствующего элемента первого фильтра наi(см. вторую строку таблицы 7.1). Значения элементов третьего фильтра получают путем деления величин элементов второго фильтра наiи т.д.