I1(макс)

1

I₂

I_M

I₁₀

O

U₂

Е_П

U_M

Рис.4.40

На рис.4.40 изображены выходные характеристики усилительного элемента двухтактного каскада, работающего в режиме кл В.

Нагрузкой каскада переменному току является сопротивление R_~, линией нагрузки является прямая, проходящая из точки Е_П, расположенной на оси абсцисс и точку 1, соответствующую максимальной величине тока I_M

В каскаде с согласующим трансформатором сопротивление постоянному току будет:R₌=r₁/2.На рис.4.40 этому сопротивлению соответствует прямая, выходящая из точки Е_П и пересекающая кривую ВАХ при токе покоя I₁₀ в точке О.

Мощность, отдаваемая двухтактным каскадом в нагрузку:

, (4.32)

поскольку и кроме того U₂₀~E_П.

Зная и , нетрудно записать КПД каскада:

(4.33)

Из (4.33)следует, что максимальный КПД двухтактного каскада в режиме класса В составляет 78,5% и больше предельного КПД для режима класса А.

Мощность рассеяния на выходном электроде усилительных элементов:

Подставляя в последнее соотношение выражения и , получим (4.34)

Из (4.34) следует, что в отличие от режима класса А, мощность рассеяния должна иметь экстремум, поскольку первое слагаемое (4.34) пропорционально , а второе – его квадрату. Для определения экстремума преобразуем (4.34), введя в него коэффициент использования усилительного элемента по напряжению:

. (4.34^/)

Дифференцируя (4.34^/) по и приравнивая результат нулю, получим экстремальное значение , при этом максимальная мощность рассеяния будет:

(4.34^//)

Таким образом, если при максимальной амплитуде сигнала окажется, что ξ_н<ξ^* , то в расчетную формулу (4.34 ^/) следует подставлять значение ξ_н. Когда же ξ_н>ξ^*, то мощность рассеяния должна определяться из выражения(4.34 ^//). На рис.4.41 приведены графики зависимости от коэффициента использования усилительного элемента по напряжению.

На рис.4.41 приведено значение ξ_н(макс)<1, которое соответствует максимально достижимому уровню напряжения U_M <E_П, поскольку усилительные элементы имеют остаточное напряжение U_ОСТ, составляющее у транзисторов средней и большой мощности величину от долей до единиц вольт. Поэтому энергетические показатели двухтактного каскада приведенные на рис. 4.47 при ξ_н>ξ_н(макс) практически недостижимы.

Таким образом, более высокий коэффициент полезного действия и меньшая величина мощности рассеяния при максимальных сигналах являются заметным преимуществом двухтактных каскадов, работающих в режиме кл В.

На рис.4.42 приведена схема оконечного бестрансформаторного двухтактного каскада в режиме класса В (АВ), в котором реализована глубокая внутренняя последовательная ООС по напряжению.

Рис.4.42

Стационарный режим класса В (АВ) в мощных транзисторах VT4,VT5 с одинаковым типом проводимости обеспечивается с помощью предмощных транзисторов VT2,VT3 с одинаковыми ВАХ, но разным типом проводимости (комплементарная пара), стационарным напряжением на коллекторе транзистора VT1 каскада предварительного усиления и схемой сдвига уровня, выполненной на диодах VD1-VD4(схемы сдвига уровня описаны в параграфе.5.2.2 гл5). Разделительный конденсатор C_P, связывающий каскад с сопротивлением нагрузки R_H, выбирается столь большой величины, что при протекании через него тока напряжение на его зажимах остается практически постоянным, равным , даже при низшей частоте входного сигнала. При положительной полуволне синусоидального сигнала возбуждения каскада длительностью , где - его период, верхнее плечо схемы с транзисторами VT2,VT4 открыто, а нижнее плечо закрыто, поскольку предмощный транзистор VT3 имеет проводимость типа p-n-p, противоположную проводимости транзистора VT2. При этом ток источника , протекающий по цепи: коллектор транзистора VT4- конденсатор С_Р – резистор и конденсатор С_Р , оказывается пропорциональным напряжению возбуждения.. Таким образом, конденсатор С_Р выполняет роль источника постоянного напряжения, который вместе с источником образует при работе верхнего плеча напряжение питания, равное:

Появляющееся при этом переменное напряжение на нагрузке имеет фазу, одинаковую с , поэтому напряжение управления верхнего плеча, приложенное между базой транзистора VT2 и эмиттером транзистораVT4 будет:

Следовательно, цепь, состоящая из составного транзистора VT2-VT4, конденсатора С_Р и нагрузки при положительной полуволне , представляет собой мощный эмиттерный повторитель с напряжением питания, равным . При отрицательной полуволне верхнее плечо схемы закрыто, источник питания Е_П отключен от схемы, а нижнее плечо, содержащее транзисторы VT3-VT5 открыто, поскольку транзистор VT3 имеет проводимость типа p-n-p. В этом случае конденсатор С_Р, разряжаясь по цепи: коллектор-эмиттер транзистора VT5,сопротивление , образует в нагрузке ток обратного направления по отношению к току при работе верхнего плеча. Поскольку постоянная разряда конденсатора С_Р существенно превышает , то за это время половины периода входного сигнала напряжение на нем также остается практически равным . Вследствие этого ток в нагрузке во вторую половину периода оказывается пропорциональным входному сигналу . Напряжение управления нижнего плеча между базой и эмиттером транзистора VT3 равно разности напряжений . Следовательно, элементы, содержащие транзисторы VT3-VT5 , сопротивление и конденсатор С_р, при работе нижнего плеча также образуют схему мощного эмиттерного повторителя с источником питания , роль которого выполняет конденсатор С_Р. Таким образом, в описываемой схеме в первую и вторую половины периода входного сигнала осуществляется 100% последовательная отрицательная обратная связь по напряжению. Эта глубокая обратная связь обеспечивает малый уровень нелинейных искажений выходного сигнала ..

Большое число схем бестрансформаторных оконечных каскадов и их исследование приводится, например, в [1,2].