2.3. Інтервал (t2-t3).
До моменту t2 струм у вторинній обмотці трансформатора повністю припинився, і вихідний діод закрився. Тому трансформатор виявляється «підвішеним у повітрі», і на його первинній обмотці виникають відносно низькочастотні коливання, викликані коливальним контуром з індуктивності намагнічування трансформатора і якоїсь еквівалентної ємності, утвореної міжвітковою/міжобмоточною ємністю і вихідною ємністю силового ключа:
В ідеалі даний період повинен прагнути до нуля при максимальному навантаженні і мінімальній вхідній напрузі. Це буде означати, що всі елементи використовуються оптимально – увесь час зайнято корисним процесом передачі енергії. Але при побудові флайбеков з високовольтним виходом цей період повинен бути більше – вихідний діод повинен бути гарантовано закритий до початку наступного циклу, інакше форсоване його відновлення викличе великий кидок струму на первинній стороні через маленький коефіцієнт трансформації, і катастрофічний перегрів діода через велику миттєву потужність, яка виділятиметься на ньому. У момент t3 відкривається силовий ключ і процес повторюється.
3. Вибір компонентів для «класичної» схеми флайбека
На рис. 9 приведена «класична» схема флайбека на широко розповсюдженій мікросхемі UC3844. Дана схема зручна для розуміння загальних схемотехнічних принципів, які використовуються і в інших випадках.
Рис. 9. «Класична» схема флайбека на мікросхемі UC3844
Будемо розраховувати номінали компонентів для конкретного випадку. Як приклад візьмемо мережевий флайбек з наступними параметрами:
Вхідна напруга: 220VAC ± 20% (176-264) VAC
Вихідна напруга/струм: 12VDC, 2A (POUT = 24W)
Частота перетворення: 100 kHz
3.1. Вибір вхідного конденсатора (c1).
Як і в будь-якому мережевому блоці живлення вхідний конденсатор вибирається, виходячи з компромісу між габаритами і 100-герцовими пульсаціями на ньому. Як правило, пульсаціями на частоті перетворення нехтують, оскільки ємність вхідного конденсатора свідомо значно більше необхідної для придушення високочастотних пульсацій. Грубо можна сказати, що достатньо 1-2μF на ват вихідної потужності при стандартній мережі 220VAC ± 20% і 2-3μF на ват при широкій мережі 85-270VAC.
Розрахуємо необхідну ємність конденсатора щоб отримати мінімальну постійну напругу VIN (MIN) при мінімальній постійній напрузі мережі VDC (MIN):
.
В нашому випадку:
.
Приймемо мінімальну вхідну напругу якVIN(MIN)=200VDC.
Частота мережі – 50 Hz. Тоді необхідний
конденсатор – 31μF. Конденсатор 33μF*400V
прийнятний для даного випадку.
3.2. Вибір шім – контролера (u1).
Вибираємо контролер з сімейства мікросхем UC3842-UC3845. Це поширений і дешевий чіп, що випускається багатьма виробниками. Виберемо один з варіантів цієї серії виходячи з таких міркувань:
1) Визначимося з максимальним значенням D – з обмеженням у 50% або без обмеження. Якщо не обмежуватися половинним значенням максимально допустимого робочого циклу, то можна дещо знизити пікові струми на первинній стороні при тому ж самому діапазоні вхідних напруг, але виникає наступна проблема: при зниженні вхідної напруги нижче розрахункового ми неминуче потрапимо в режим нерозривних струмів трансформатора, що загрожує багатьма неприємностями, головна з них – виникнення субгармонійних коливань. Ці коливання на половинній частоті перетворення виникають при трьох умовах: при струмовому режимі (Current Mode), коли струм у дроселі нерозривний і D > 50%. Щоб не допустити коливань доводиться вводити додаткові елементи, і все одно дуже важко гарантувати відсутність цих коливань в нерозрахованих режимах. Субгармонійні коливання можуть призводити до виходу з ладу силових елементів, тому ймовірність їх виникнення занадто висока плата за невелике зниження максимального пікового струму. Зрозуміло, дане міркування не може бути вирішальним, і в кожному конкретному випадку необхідно оцінювати ризик з точки зору проекту в цілому. У нашому випадку обмежимося 50-процентним робочим ходом, в більшості випадків мережевих флайбеков це цілком виправдано. Крім того, в даній серії чіпів є можливість обмеження величини робочого циклу будь-якою величиною, і всі розрахунки можуть бути легко адаптовані під будь-яке максимальне значення D.
2) Для мережевого джерела живлення бажано мати великий гістерезис живлячої напруги чіпа – це значно полегшує побудова схем запуску і захисту.
3) Дана мікросхема випускається в двох модифікаціях. У чіпах, позначення яких містить індекс «А», знижений стартовий струм і вище точність опорної напруги, але вартість їх однакова, тому немає ніякого резону використовувати мікросхеми без індексу.
Висновок – зупиняємося на мікросхемі UC3844A, як відповідає всім умовам. В даний час все більшого поширення набувають мікроспоживаючі клони даної серії (UCC380(0…5), UCC3813), і часто їх застосування може бути виправдане (особливо при невеликій вихідний потужності) незважаючи на більш високу ціну.